電気アーク溶接用モジュラー電源及び出力チョッパ
【課題】最初の２ステージが単一のモジュールであり、出力ステージが独立した置換可能なモジュールであるように各ステージがモジュラー化されている電気アーク溶接用３ステージ電源を提供する。
【解決手段】ＡＣ入力と第１のＤＣ出力信号とを有する入力ステージと、非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の第２のステージと、第２のステージのＤＣ出力信号を、溶接プロセス用の溶接出力に変換する第３のステージとを備え、入力ステージ及び第２のステージが、第１のモジュールに組み込まれており、かつ第３のステージが、第１のモジュールに接続可能な第２のモジュールに組み込まれていることを特徴とする。
【解決手段】ＡＣ入力と第１のＤＣ出力信号とを有する入力ステージと、非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の第２のステージと、第２のステージのＤＣ出力信号を、溶接プロセス用の溶接出力に変換する第３のステージとを備え、入力ステージ及び第２のステージが、第１のモジュールに組み込まれており、かつ第３のステージが、第１のモジュールに接続可能な第２のモジュールに組み込まれていることを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気アーク溶接の分野に関し、より具体的には、そのような溶接のためのモジュラー電源及び溶接機のための新規なデュアルモードチョッパ出力ステージに関する。
【背景技術】
【０００２】
電気アーク溶接は、金属電極と被加工物との間にＡＣまたはＤＣ電流を流すことを必要とし、この場合、金属電極は、通常、有心金属ワイヤまたは固体金属ワイヤである。電源は、アークが、繰り出される溶接ワイヤの端部を溶融して、その溶融金属を被加工物に付着させるように、所定の電流パターンおよび／または繰り出す電極ワイヤと被加工物との間の極性を生成するのに用いられる。電源には、様々なコンバータ技術が用いられるが、最も有効なものは、インバータをベースとする電源であり、この場合、スイッチングネットワークは、高周波で作動して、溶接プロセスのための所望の波形または電流レベルを生成するスイッチを含む。インバータタイプの電源は、Ｂｌａｎｋｅｎｓｈｉｐの米国特許第５，２７８，３９０号明細書で論じられており、インバータは、本発明の好適な実施形態に従って作動する。この好適な作動手順は、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニー（Ｔｈｅ Ｌｉｎｃｏｌｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｃｏｍｐａｎｙ）により開発された“波形制御技術”を含む。この技術では、実際の波形は通常１８ｋＨｚ超の周波数で生成された一連の短パルスによって発生し、この短パルス群は波形ジェネレータによって制御される特性を有する。この公知のインバータ制御技術は、本発明の好適な実施形態に用いられ、また、詳細に説明する必要はない。
【０００３】
標準的な電源技術によれば、電源のインバータステージへの入力信号は、サイン波電源からの整流電流である。適当な力率補正コンバータは、共通の実施であり、Ｋｏｏｋｅｎの米国特許第５，９９１，１６９号明細書に示されているように、インバータスイッチングネットワーク自体の一部であるか、あるいは、Ｃｈｕｒｃｈの同第６，１７７，６４５号明細書に示されているように、インバータステージの前に設けられている。実際に、力率補正コンバータまたはステージを有する電源は、長年にわたって、溶接技術において知られている。ブーストコンバータの形をとる、入力力率補正コンバータを用いる他の電源が、Ｃｈｕｒｃｈの米国特許第６，５０４，１３２号明細書に示されている。Ｃｈｕｒｃｈのこれら２つの特許及びＫｏｏｋｅｎの特許は、背景情報として、および、本発明に関連する技術として本願明細書に援用する。Ｋｏｏｋｅｎの米国特許第５，９９１，１６９号明細書及びＣｈｕｒｃｈの同第６，５０４，１３２号明細書において、実際の溶接電流は、出力チョッパまたはバックコンバータによって調整され、絶縁は、インバータステージの出力または入力ブーストコンバータの出力のいずれかにおける変圧器によって得られる。電源のためのこれらの様々なトポロジーは、アーク溶接技術においては常識である。これらの従来の技術の特許においては、実際の溶接電流、電圧または電力は、電源の出力ステージにおいて、または出力ステージの前で調整され、その出力ステージは、インバータまたはチョッパのいずれかである。インバータもチョッパも、本発明により前もって予期されているように、調整型溶接ステージを駆動する固定された低電圧ＤＣバスを生成するように調整されている。
【０００４】
溶接動作の絶縁は、ほとんどの溶接用電源の特徴である。「溶接」という用語は、「プラズマ切断」を含む。Ｖｏｇｅｌの米国特許第５，９９１，１８０号明細書においては、ブーストコンバータを用いたプリレギュレータが、溶接調整後に設けられた出力絶縁変圧器を有し、かつ溶接動作を直接駆動するチョッパとして開示されているコンバータに割当てられている。この電源において、チョッパネットワークは、所望の調整された出力溶接電流を生成するように制御され、絶縁は、出力ステージにおいて形成される。同様に、Ｔｈｏｍｍｅｓの米国特許第５，６０１，７４１号明細書は、実際の溶接動作に対して調整された出力信号を与えるパルス幅変調制御インバータを駆動するブーストコンバータを開示している。Ｖｏｇｅｌ及びＴｈｏｍｍｅｓの両米国特許においては、第２ステージが、プリレギュレータから溶接動作へ力率制御電流を流すように調整される。溶接調整は、第２ステージで行われ、通常、パルス幅変調制御回路によって駆動される。Ｖｏｇｅｌ及びＴｈｏｍｍｅｓの両米国特許は、背景技術として本願明細書に援用する。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第６，２７８，０８０号明細書においては、インバータ型電源が、所望の溶接電流を制御するように調整される。絶縁は、ＤＣ溶接動作として開示されている、制御された第２ステージのインバータと溶接出力との間の変圧器によって得られる。
【０００５】
同様の電源は、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書及びＭｏｒｉｇｕｃｈｉの同第６，０６９，８１１号明細書に示されており、制御電流のインバータステージからの絶縁は、インバータの出力において行われ、溶接動作を直接駆動する。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書は、第１ステージのブーストコンバータの出力における電圧を用いて、調整型インバータステージまたはブーストコンバータ自体のいずれかのためのコントローラ電圧を供給する共通の構成を開示している。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉのこれら３つの特許は、従来技術の電源を示す背景情報として本願明細書に援用し、この場合、調整型インバータは、絶縁のために用いられる出力変圧器に向けられる制御された溶接電流を生成するために、入力ブーストコンバータまたは整流器のＤＣ出力によって駆動される。上記絶縁変圧器の二次ＡＣ信号は、溶接動作に直接用いられる。ここには、本発明の新規な電源において用いられるような第３ステージトポロジーはない。
【０００６】
次に、非溶接技術について説明すると、本発明の態様は、ＤＣ／ＤＣ第２ステージコンバータの出力に同期整流器素子を用いている。同期整流器は、共通の実施であり、１つのそのような整流器は、Ｂｏｙｌａｎの米国特許第６，６１８，２７４号明細書に示されている。Ｃａｌｋｉｎの米国特許第３，７３７，７５５号明細書は、低電力用ＤＣ／ＤＣコンバータを開示しており、この場合、固定された調整電流は、非可変出力ＤＣ信号を供給するために、非調整型インバータに流される。入力ＤＣ信号が、インバータの固定出力ＤＣ信号を制御するために調整することができる唯一のパラメータであるように、非調整型インバータのいかなる制御も、インバータの入力側で行われる。このことは、インバータが、制御された固定出力信号を生成するように、信号のインバータに対する制御を必要とする仕組みである。これは、本発明の利用により予想されるのとは異なるコンセプトであるが、同期整流器及び非調整型インバータのバージョンを説明するために、Ｂｏｙｌａｎ及びＣａｌｋｉｎの特許における非溶接の一般的な背景技術を本願明細書に援用し、この場合、いかなる調整も、入力ＤＣ信号のレベルを制御することにより、上記インバータの前で実行される。それらの特許のいずれも、溶接用電源に関係なく、同期整流器素子及び非調整型インバータ等の一般的な技術コンセプトとしてのみ本願明細書に援用する。最少の高調波ひずみを、コンバータに流れる電流に伝える非溶接２ステージＡＣ／ＤＣコンバータが、Ｓｍｏｌｅｎｓｋｉの米国特許第５，０１９，９５２号明細書に示されている。負荷は、可変ではなく、かつ溶接動作において要求されるような調整を必要としない。この特許は、電気アーク溶接用電源の要求に決して関連していない一般的な技術を説明するために援用する。
【０００７】
これらの特許は、溶接動作によって調整すべき電源に関する本発明の背景を構成し、この場合、そのような調整は、実際の溶接動作の平均電流、平均電圧及び電力のフィードバックループによるものである。固定負荷電源は、一般的な技術情報としてのものを除いて、本発明に関係ない。
【０００８】
従来、電源内のインバータは、電流、電圧または電力等の溶接動作におけるパラメータによって調整された溶接電流を出力していた。このインバータは、一般に、パルス幅変調器によって制御され、高周波で作動するスイッチのデューティサイクルは、デューティサイクルが実質的に１００％未満に調整されるように、溶接動作からのフィードバックによって制御されていた。このタイプのＰＷＭ制御型インバータは、調整型単ステージインバータと呼ばれる。このようなインバータは、電源の出力を形成し、電源の最終ステージであった。より低いデューティサイクルは、より高い一次電流及びより大きい損失をもたらした。インバータの効率は、溶接に適した出力信号を生成するために、単ステージインバータの出力を調整するという要求によって生じるデューティサイクル調節により変化した。最終ステージが調整型単ステージインバータである電源を用いると、熱損失、低効率、高コスト及び構成要素のサイズの増大が生じていた。これらの理由のため、いくつかの溶接電源の製造者は、高コスト及び他の困難さを伴うためインバータを使用しないので、インバータ電源よりも良好な電源を市場に出していた。出力を絶縁し、かつ溶接に適した電流を生成する目的のために電流を調整するという２つの機能を有していたインバータステージは、回避すべきであった。背景として本願明細書に援用するＨｏｖｅｒｓｏｎの米国特許第６，７２３，９５７号明細書及びＣａｎａｌｅｓ−Ａｂａｒｃａの同米国特許第６，７２３，９５７号明細書を参照されたい。
【０００９】
【特許文献１】米国特許第５，２７８，３９０号明細書
【特許文献２】米国特許第５，９９１，１６９号明細書
【特許文献３】米国特許第６，１７７，６４５号明細書
【特許文献４】米国特許第６，５０４，１３２号明細書
【特許文献５】米国特許第５，９９１，１８０号明細書
【特許文献６】米国特許第５，６０１，７４１号明細書
【特許文献７】米国特許第６，２７８，０８０号明細書
【特許文献８】米国特許第５，９２６，３８１号明細書
【特許文献９】米国特許第６，０６９，８１１号明細書
【特許文献１０】米国特許第６，６１８，２７４号明細書
【特許文献１１】米国特許第３，７３７，７５５号明細書
【特許文献１２】米国特許第５，０１９，９５２号明細書
【特許文献１３】米国特許第６，７２３，９５７号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の主な目的は、最初の２ステージが単一のモジュールであり、かつ第２のステージまたは出力ステージが独立した置換可能なモジュールであるように各ステージがモジュラー化されている、電気アーク溶接用３ステージ電源の提供である。
【００１１】
本発明の別の目的は、電源が、モジュラー化された第１及び第２のステージを利用し、第１のモジュールを、単一の出力モジュールを駆動するために、並列に接続することができる、上記定義したような３ステージ電源の提供である。
【００１２】
本発明のまた別の目的は、３ステージ電源が出力モジュールを有し、出力ステージの電力スイッチがソフトスイッチング回路を有する、上記定義したような３ステージ電源の提供である。ソフトスイッチング回路は、受動であり、かつスイッチング電圧及びスイッチング電流を制御する。
【００１３】
本発明のさらに別の目的は、電源が、ＤＣ正、ＤＣ負またはＡＣで作動して、ＭＩＧ溶接、ＴＩＧ溶接、タンデム溶接及びサブマージアーク溶接のための出力溶接動作を制御することができる新規な出力チョッパモジュールを有する、上記定義したような３ステージ電源の提供である。
【００１４】
本発明の他の目的は、ＭＩＧ溶接、ＴＩＧ溶接、タンデム溶接及びサブマージアーク溶接のための溶接動作を制御するために、出力ステージを、ＤＣ−、ＤＣ＋、ＡＣの間で変えることができる、電気アーク溶接に用いられる電源の出力ステージのための新規なデュアルモードチョッパの提供である。
【００１５】
本発明のさらに別の目的は、溶接プロセスを変更するために、電源を、多数の異なる第３ステージモジュールに適応させることができる、上記定義したような３ステージ電源の提供である。
【００１６】
本発明のまた追加の目的は、３ステージ電源が、入力第１ステージと組み合わされ、かつＭＩＧ溶接、ＴＩＧ溶接、タンデム溶接及びサブマージアーク溶接のための出力溶接信号（ＤＣ＋、ＤＣ−、またはＡＣ）を生成するのに用いられる、絶縁用の非調整型第２ステージを含む新規な３ステージ電源の提供である。
【００１７】
本発明のさらに別の目的は、新規なチョッパが、受動ソフトスイッチング回路を有する２つの電力スイッチを有する、上記定義したような新規なチョッパの提供である。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明は、電源のインバータが、従来のような第２ステージであるが、溶接に適した電流を生成する実際の調整を実行できるようにするために、第３ステージを付加することができるように調整されない、電気アーク溶接（プラズマ切断）用電源と共に利用される。この３ステージコンセプトを用いることにより、インバータは、非常に高周波のスイッチングで作動することができるのに対して、出力の第３ステージは、低周波のスイッチングで作動するチョッパとすることができる。従って、スイッチング周波数は、出力溶接電流の実際の調整に用いられるパルス幅変調インバータステージにおいて高周波を用いる必要性とは対照的に、ステージによって実行される機能によって最適化される。さらに、調整型第３ステージに対する絶縁された固定ＤＣ電圧は、入力コンバータステージからのＤＣ電圧よりも実質的に低く、かつ実際の溶接出力電圧よりもかなり高くすることができる。
【００１９】
本発明を利用する上記３ステージ電源は、パルス幅変調インバータが、単に、第２ステージのパルス幅変調インバータへの帰還信号を伴わずに、絶縁固定出力ＤＣバスを生成する第２ステージである、電源のための新規な構造を含む。この絶縁されたバスは、溶接に適した電流を生成するための実際の溶接パラメータによって調整される第３ステージで用いられる。従って、本発明は、必要な絶縁をもたらすだけではなく、溶接調整がなされる第３ステージによって使用される固定ＤＣ出力バスを形成する非調整型第２ステージを含む。非調整型第２ステージインバータは、電源の動作中に固定されるデューティサイクルを伴って高周波で作動する。周波数は、１８ｋＨｚ超であり、好ましくは、約１００ｋＨｚである。デューティサイクルは、様々なレベルで固定されるが、好適なデューティサイクルは、本発明の利用により得られる最大効率レベルをもたらす１００％程度である。固定された高デューティサイクルの利用は、位相シフト変調器制御型インバータの第２ステージの電流環流時間を最少化して、熱を実質的に低減し、かつ効率を向上させる。上記第２の非調整型インバータステージの出力は、公知の同期整流器素子を用いることができる整流器であり、素子は、第２ステージの非調整型インバータの内部絶縁変圧器の二次巻線によって制御される。第２ステージの出力に同期整流素子を用いることにより、上記電源の総効率のさらなる改善がなされる。本発明を用いることにより、上記第１ステージは、入力整流器、または力率補正コンバータを有する入力整流器のいずれかとなる。第１ステージ力率補正コンバータが好適である。このコンバータは、標準的な整流器の後にあり、あるいは、整流器と組み合わせることができる。当然、このコンバータは、受動力率補正コンバータ、または、ブースト、バックまたはバック＋ブーストコンバータ等の能動コンバータとすることができる。
【００２０】
本発明の第１ステージは、固定電圧を有する第１のＤＣバスを形成する。上記電源に標準的な第１ステージを用いることにより、非調整型インバータへの入力ＤＣバスである第１のＤＣ出力信号は、約４００〜９００ボルトＤＣの値に調整及び固定することができる。新規な電源の第２ステージを構成する非調整型の絶縁インバータの出力は、第１ステージからの入力ＤＣバスと一定の関係を有する固定ＤＣバスである。第２のＤＣバスまたは出力の電圧は、実質的に、第１ステージからのＤＣバスの電圧よりも小さい。従って、電源は、上記力率補正コンバータからの入力ＤＣバスと一定の厳密な関係を有する第２のＤＣバスを形成する。標準的な実施によれば、上記第２ステージの非調整型インバータは、二次巻線が電源の入力と絶縁されるように、一次巻線及び二次巻線を有する絶縁変圧器を含む。本願明細書に援用するＳｔｅｉｇｅｒｗａｌｄの米国特許第４，８６４，４７９号明細書を参照されたい。非調整型の第２ステージインバータは、第２ステージインバータの動作を最適化するようなスイッチング周波数で作動することができる。従って、上記新規な非調整型の第２ステージインバータの構成要素のサイズ及びコストを低減するために、非常に高いスイッチング周波数が用いられる。位相シフト制御を伴う一定のデューティサイクルを用いることにより、スイッチング素子における電圧及び電流サージは、ソフトなスイッチング動作を生じるように低減される。実際に、好適な実施形態において、デューティサイクルは、スイッチが完全にオンまたは完全にオフになるように、１００％に固定される。このことは、上記第２ステージにおける環流電流を劇的に低減し、かつ上記電源の溶接出力と電源のＡＣ入力を絶縁するという機能も実現できる第２ステージインバータの動作特性を大幅に向上させる。第２ステージの非調整型インバータにおけるスイッチング素子を完全にオン状態で作動させることにより、このインバータは、高効率を有し、かつ動作が非常にフレキシブルになる。絶縁変圧器は、非調整型の第２ステージの入力側の上記固定ＤＣバス（上記第１ステージからの「第１の出力信号」）と、この第２ステージの出力のＤＣ出力バス（「第２のＤＣ出力信号」）の関係を決める。従来のいくつかの電源においては、調整型インバータの絶縁変圧器の一次巻線におけるデューティサイクルは、溶接動作によって調整される。本発明に用いられる新規な電源の第１ステージまたは第２ステージのいずれかにおける溶接動作による調整はない。
【００２１】
上記電源の第２ステージの非調整型インバータは、システム絶縁を実行できるため、多くの種類の非絶縁型コンバータを力率補正プリレギュレータとして用いることができる。ブーストコンバータは、電流波形整形機能及びこの種の変換の連続ライン電流特性により、最もポピュラーなコンバータである。しかし、ブーストコンバータの出力電圧は、最も高いライン電圧のピークよりも高く、このピークは、７７５ボルト程にもなる可能性がある。すなわち、第２ステージが調整されず、絶縁を形成する３ステージ電源である他の能動力率補正レギュレータを、本発明に対して用いることができる。能動力率補正入力または第１ステージに対する他の選択肢のうちの１つは、第２ステージに対する一次電圧バスまたは入力バスを、電源に対する入力ＡＣ電圧信号のピークよりも低くすることができるような逓昇／逓降コンバータである。この種の力率補正コンバータは、低高調波を生じる。そのような力率コンバータは、バック＋ブーストコンバータと呼ばれる。上記第２ステージに用いられる４００〜５００ボルトＤＣバスは、１１５ボルト〜５７５ボルトの入力ＡＣ電圧を用いて得られる。上記第１ステージへのＡＣ電圧に関係なく、上記能動力率コンバータの出力電圧は、４００ボルト〜５００ボルトのレベルになるように制御される。他の種類の能動及び受動力率補正インバータを本発明に用いることができる。好適なコンバータは能動であり、それに伴って、第２の制御回路を要する第２のスイッチングネットワークを構成する。電気アーク溶接という用語を用いる場合、用語は、プラズマ切断等の他の出力プロセスも含む。
【００２２】
ここまで説明したように、本発明を利用する上記電源は、電気アーク溶接用の３ステージ電源を含む。第３ステージにおける帰還制御は、溶接に適した出力電流を生成する。入力の第１ステージは、通常、第２のスイッチングネットワーク及び第２の独立した制御回路を要する能動力率補正コンバータである。この３ステージ構造は、従来技術においては用いられていない。この構造を持たせることにより、付加された第２ステージは、単に、第２ステージの一次側における高圧ＤＣバスを、一次側と絶縁された第２ステージの二次側における低圧ＤＣバスに変換するのに用いられる。従って、電源は、バスを溶接電力の調整に用いることができるように、第２ステージの二次側にＤＣバスを含む。「バス」という用語は、制御された固定レベルを有するＤＣ信号を意味する。本発明においては、「第１のＤＣ出力」と呼ぶ、入力ステージからの第１のＤＣバスがあり、この第１のＤＣ出力は、制御されたＤＣ電圧を有する。上記第２ステージの二次側には、「第２のＤＣ出力」と呼ばれる第２のＤＣバスがあり、この第２のＤＣ出力も制御されたＤＣ電圧レベルである。非調整型インバータの二次側における第２のＤＣバスの生成は、これまでに説明したような非調整型の第２ステージインバータの利用に関連する利点以外の利点を有する。
【００２３】
二次ＤＣバスまたは第２のＤＣ出力は、第３ステージの溶接制御回路に要する絶縁がないように、第２ステージの一次側と絶縁されている。換言すれば、チョッパ等の出力制御回路は、固定された電圧レベルを有する入力ＤＣバスを有する。実際には、チョッパは、入力ＤＣからチョッパに引き出される制御電圧を有するコントローラを有する。この入力ＤＣ信号は、入力電力と絶縁されている。従って、出力ステージまたはチョッパのコントローラのための制御電圧は、非絶縁型のＤＣ源から得ることができる。これは、通常、チョッパへの入力信号である。出力ステージで用いられるコントローラのための制御電圧の独立した絶縁は必要ない。上記第２ステージからの固定されたＤＣバスの利用は、溶接動作によって調整される出力の第３ステージへのＤＣ電圧を、上記電源の通常の入力一次ＤＣバス（「第１のＤＣ出力」）よりもかなり低くすることを可能にする。従来、力率コンバータの出力は、ブーストコンバータの使用に基づく比較的高いレベルのＤＣ信号である。この高いＤＣ電圧は、溶接に適した電流を出力する際に用いる調整型インバータステージに向けられる。本発明を用いることにより、上記力率コンバータの出力バスからの高電圧は、劇的に低減される。４００ボルトのＤＣバスを１５ボルトの制御電力に変換することよりも、１００ボルトのＤＣバスを１５ボルトの制御電力に変換することの方がより効率的である。第２の低圧ＤＣバスの生成は、本発明の３ステージ電源の実質的な利点である。
【００２４】
本発明によれば、電源が、ＡＣ入力及び第１のＤＣ出力信号を有する入力ステージを備える、電気溶接プロセス用電源が提供される。非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形をとる第２ステージは、第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、第１のＤＣ出力信号に対して所定の比の大きさを有する、第１のＤＣ出力信号と電気的に絶縁された第２のＤＣ出力信号の形をとる出力とを有する。電源は、第２のＤＣ出力信号を、溶接プロセスのための溶接電流に変換する第３ステージを含む。本発明の別の態様によれば、新規な３ステージ電源の第１ステージとしての力率補正コンバータが提供される。電源の第３ステージは、チョッパまたはインバータ等の調整型コンバータを含む。インバータを用いる場合、出力は、極性ネットワークまたはスイッチに向けられるＤＣ信号であり、スイッチは、電源によるＤＣ溶接を可能にする。極性スイッチは、ＤＣ正、ＤＣ負またはＡＣのいずれかの溶接を可能にする。チョッパまたはインバータを用いる溶接プロセスは、ＭＩＧ溶接等のシールドガスを用いて実行することができ、かつタングステン、有心ワイヤまたは固体金属ワイヤ等のいかなる種類の電極も用いることができる。
【００２５】
本発明の態様によれば、非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力は、上記第２ステージへの入力よりも実質的に小さい。たいていの場合、第２ステージの入力及び出力は、概して固定された大きさを有するＤＣ電圧である。入力ステージ及び第２のステージは、第１のモジュールに形成され、第３のステージは、第２のモジュールである。これは、新規なことである。これら３つのステージは、共通の構造ブロック上にはない。ここには、２つのパワーモジュールがある。その出力モジュールは、好ましくは、チョッパである。しかし、出力ステージは、ＤＣ、ＡＣまたはＳＴＴ回路の間で変更することができる。２ステージ入力モジュールは、高出力チョッパモジュールを駆動するために並列にすることができる。このような並列接続の可能性の利点は、本願明細書に援用する、Ｓｔａｖａの米国特許第６，２９１，７９８号明細書に説明されている。
【００２６】
本発明の１つの態様によれば、上記モジュラー化された３ステージ電源の第３ステージの電力スイッチは、本願明細書に援用する、能動無損失ソフトスイッチングＰＷＭコンバータの特性及び合成というタイトルの、１９９７年５月のカリフォルニア大学の論文に記載されているような能動タイプの共通に用いられるソフトスイッチング回路を有する。同様の能動スイッチング回路は、本願明細書に援用する、Ｇｅｉｓｓｌｅｒの米国特許第６，１１５，２７３号明細書及びＣｈｅｎの同第５，８７４，８２６号明細書に開示されている。本願明細書に援用する、Ｖｏｇｅｌの米国特許第５，９９１，１８０号明細書及びＢｈａｇｗａｔの同第５，６３６，１１４号明細書も参照されたい。
【００２７】
本発明は、新規な３ステージ電源をモジュラー化することに関するため、３ステージ全てが、共通のベースに形成されてはいない。本発明によれば、最初の２ステージは、単一のモジュール内にある。従って、入力モジュールは、力率補正ステージまたはプリレギュレータと、第２ステージが、パルス幅変調により固定されたデューティサイクルで作動する非調整型インバータである絶縁ステージとを含み、そのパルス幅変調器は、波形整形器または波形ジェネレータを用いる波形技術によって制御される。従って、力率補正ステージ及び絶縁ステージは、一緒に搭載され、それ自体の支持構造を有するどのような出力ステージとも一緒に用いることができる。好ましくは、出力ステージは、チョッパである。上記電源のための単一のプラットフォームの代わりに、２つの構造ブロックを用いることは、出力またはチョッパステージの変更を、ＤＣ正、ＤＣ負、ＡＣまたはＳＴＴ等の様々な溶接プロセスの間で変更できるようにする。上記溶接のための新規な３ステージ電源の最初の２ステージをモジュラー化することにより、既存の高出力チョッパモジュールを駆動するための高入力を生成するために、モジュラー化された第１ステージを並列にすることができる。最初の２ステージを有する第１のモジュールと、第３ステージを有する第２のモジュールとのこの利用は、本発明が注力する新規な３ステージ溶接電源の実質的な改良である。本発明の別の態様によれば、チョッパは、チョッパの電力スイッチが、電流及び電圧において、ソフトにスイッチングされるように、多少共通のソフトスイッチング回路を備えている。出力ステージのためのソフトスイッチングネットワークは、モジュラー化コンセプトにより可能なさらなる改良である。
【００２８】
本発明の別の態様によれば、チョッパは、チョッパの出力に、第１の極性経路を形成する第１の極性スイッチを有する第１の電力スイッチを有するデュアルモードチョッパである。第２の極性経路は、第２の電力スイッチと、反対極性の電流を生成する他方の極性スイッチとによって形成される。この種のデュアルモードチョッパは、電気アーク溶接のための新規な出力ステージを構成する。従って、チョッパデザインは、上記開示したモジュラー化した３ステージ構造とは異なる、本発明の態様を構成する。
【００２９】
本発明によれば、電気アーク溶接機用電源のための出力ステージが提供される。この出力ステージは、第１の電力スイッチ及び極性スイッチを有する第１の極性経路と、第２の電力スイッチ及び極性スイッチを有する第２の極性経路とを有するチョッパである。さらに、この出力ステージは、チョッパを、第１の経路と第２の経路との間で交互に作動させる第１のモードと、チョッパを、２つの極性経路のうちの一方のみで作動させる第２のモードとを有するコントローラを含む。このように、単一のチョッパ出力ステージは、電力スイッチ及び補助極性スイッチのスイッチング信号を単に制御することにより、ＤＣ正、ＤＣ負またはＡＣで作動することができる。これは、溶接に用いられる電源のための新規な出力ステージであり、また、第１及び第２のステージが単一のモジュール内にあり、かつ第３のステージまたはチョッパが、独立した置換え可能な第２のモジュール内にある３ステージ電源に用いられる。
【００３０】
本発明の全ての態様によれば、中心の非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータを有する上記新規な３ステージ電源は、サブマージアーク溶接、２、３ステージ電源を用いるタンデム電極溶接、ＴＩＧ溶接及び標準的なＭＩＧ溶接等の一連の異なる種類の溶接プロセスと組み合わせて用いられる。新規な３ステージ電源と組み合わされた溶接プロセスは、ＤＣまたはＡＣのいずれかである出力信号を用いる。ＤＣ信号は、固定された電圧、固定された電流信号、あるいは、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニーが先駆者である波形技術の利用によって決まる特定の形状を有するパルス信号である。ＤＣ溶接信号は、正または負である。ＡＣ溶接信号は、本願明細書に援用する、Ｂｌａｎｋｅｎｓｈｉｐの米国特許第５，２７８，３９０号明細書及びＳｔａｖａの同第６，６８３，２７８号明細書を含む多くの特許に開示されているような波形技術によって生成される。この技術は、ＤＣまたはＡＣのいずれかの出力信号が溶接プロセスに用いられる場合に、出力波形を決めるパルス幅変調器を制御するのに用いられる波形ジェネレータまたは波形整形器を必要とする。
【００３１】
ＡＣ信号は、大きなエネルギ、または、両極性の振幅を有することができる。さらに、サブマージアークプロセス及びＭＩＧプロセスに用いられる電極は、一般に、フラックスコア電極であるが、固体ワイヤ電極や合金コア電極も使用することができる。上記新規な３ステージ電源を用いる同様の溶接プロセスは、デュアルモードチョッパの形態の出力ステージを有する溶接電源によって実行される。このようなチョッパは、溶接産業においてはユニークなものであり、本願明細書に開示し、かつクレームする。デュアルモードチョッパは、ＤＣ入力信号によって駆動され、ＤＣまたはＡＣのいずれかである出力溶接信号が生成される。好ましくは、ＤＣ入力信号は、デュアルモードチョッパの直前の非調整型絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを有する２ステージ入力回路によって生成される。上記新規な３ステージ電源のこれら及びその他の組み合わせ、および様々な出力溶接プロセスと組み合わされた上記新規なデュアルモードチョッパは、本発明の全般的な態様である。
【００３２】
これら及び他の目的及び効果は、添付図面と共に解釈すれば、以下の説明から明らかになるであろう。
【発明の効果】
【００３３】
本発明は、上記のように構成したので、最初の２ステージが単一のモジュールであり、かつ第３のステージまたは出力ステージが独立した置換可能なモジュールであるように各ステージがモジュラー化されている電気アーク溶接用電源を提供可能にした。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下に、本発明を詳細に説明する。
（１）はじめに、本発明に用いられる３ステージ電源について図１〜図２１を用いて説明する。
本発明は、リンカーン・エレクトリック・カンパニーにより開発され、本発明に対する従来技術ではない、電気アーク溶接での用途のための新規な３ステージ電源の変更例である。新規な３ステージ電源は、ＡＣ信号を第１のＤＣ出力バスに変換する入力ステージを有する。この出力バスは、固定電圧レベルを有し、かつ図１７に最もよく示されている第２ステージの入力に向けられる。３ステージ電源のこの新規な第２ステージは、絶縁構造を含み、かつＤＣ入力バスに比例する第２のＤＣ出力または第２のＤＣバスを有する非調整型インバータである。レベル関係は、非調整型インバータの構造により固定される。第２ステージの非調整型インバータは、１８ｋＨｚ超、好ましくは約１００ｋＨｚの高いスイッチング周波数でスイッチが作動するスイッチングネットワークを有する。上記電源の第２ステージを構成する非調整型インバータにおけるスイッチネットワークのスイッチング周波数は、小さい磁性構成要素の使用を可能にする。非調整型インバータの絶縁されたＤＣ出力は、電源の第３ステージに向けられる。この第３ステージは、溶接動作の電流、電圧または電力等の溶接パラメータによって調節されるチョッパまたはインバータのいずれかとすることができる。上記変更例において、この第３ステージは、好ましくはチョッパである。３ステージ電源の構成は、第１のＤＣ信号を生成する入力ステージと、溶接動作で用いられる電流を調節する電源の第３ステージによって用いられる絶縁された固定ＤＣ電圧またはＤＣバスを生成する第２の非調整型ＤＣ−ＤＣステージとを有する。
【００３５】
本発明が注力する３ステージ電源の実施例を図１〜図３に示す。図１の電源ＰＳ１は、第１ステージＩと、第２ステージＩＩと、第３ステージＩＩＩとを含む。この実施形態において、ステージＩは、ＡＣ入力信号１２を第１のＤＣバス１４に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１０を含む。入力１２は、４００〜７００ボルトの間で変化することが可能な電圧を有する単相または三相ＡＣライン供給である。コンバータ１０は、（ＤＣ＃１）とみなされるＤＣバス１４を生成する整流器及びフィルタネットワークの形をとることが可能な非調整型デバイスとして描かれている。ＡＣ入力信号はライン電圧であるため、ＤＣバス１４は、通常、均一な大きさである。非調整型インバータＡは、ＤＣバス１４（ＤＣ＃１）を第２のＤＣバスまたは第２のＤＣ出力２０（ＤＣ＃２）に変換する絶縁変圧器を有するＤＣ／ＤＣコンバータである。出力２０は、コンバータ３０であるステージＩＩＩへの電力入力を形成する。ライン２０上のＤＣ電圧は、コンバータ３０により、ラインＢにおいて、溶接に適した電流に変換される。帰還制御または調節ループＣは、溶接動作におけるパラメータを検知し、コンバータ３０の調節により、ラインＢ上の電流、電圧または電力を調節する。実際には、コンバータ３０はチョッパであるが、インバータの使用も代替例である。図１に示すような３ステージ電源ＰＳ１を持たせることにより、第２ステージのスイッチングネットワークは、通常、コンバータ３０のスイッチング周波数よりも高い周波数を有する。さらに、ライン２０のＤＣ電圧（ＤＣ＃２）は、ライン１４上のステージＩからのＤＣ電圧（ＤＣ＃１）よりもかなり小さい。実際には、インバータＡには絶縁変圧器がある。変圧器は、ライン２０上に電圧を生成するのに用いられる第２の部分または二次側よりもかなり多い巻線を有する入力または第１の部分あるいは一次側を有する。実際のこの巻線比は、ライン２０上の電圧が、ライン１４上の電圧の１／４になるように、４：１となっている。
【００３６】
本発明が注力する３ステージ電源の包括的な構造を図１に示すが、図２は、電源ＰＳ２が、電源ＰＳ１と本質的に等しいステージＩＩ及びステージＩＩＩを有するが、入力ステージＩは、調整型ＤＣ／ＤＣコンバータが後ろに続く整流器を含むＡＣ／ＤＣコンバータ４０である好適な実施を示す。変換された信号は、第１のＤＣバス（ＤＣ＃１）として示すライン１４上のＤＣ信号である。ライン１４上の電圧は、標準的な技術に従って、帰還ライン４２で示されるように調節される。従って、電源ＰＳ２においては、出力溶接コンバータ３０は、フィードバックループＣによって調節される。ライン１４上の電圧は、ライン４２として示すようなフィードバックループによって調節される。コンバータ４０は、力率補正コンバータであるため、コンバータは、ライン４４で表わされるような電圧波形を検知する。電源ＰＳ２を用いることにより、第１のＤＣバス１４は、入力１２において異なる単相または三相電圧を有する固定ＤＣ電圧である。すなわち、出力２０は、単に、ライン１４上のＤＣ電圧の変換である。ＤＣ＃２は、上記絶縁変圧器によって決まるレベルと、非調整型インバータＡのスイッチングネットワークの固定されたデューティサイクルとを有する固定電圧である。これは、ステージＩＩが、固定された第１のＤＣ出力またはＤＣバスを、チョッパまたはインバータ等の調節型溶接コンバータを駆動するのに用いられる第２の固定されたＤＣ出力またはＤＣバスに変換する非調節型インバータである、３つの独立した及び別個のステージを用いる新規な電源の好適な実施である。別の代替例として、ステージＩは、ライン２０のＤＣ＃２バスからのフィードバックにより調節することができる。このことは、図２に点線４６で表わされている。
【００３７】
図３の電源ＰＳ３は、上記３ステージ電源の他の実施である。これは、好適な実施ではないが、本発明の３ステージ電源は、溶接電流出力Ｂからのフィードバックループ５２によって調節される入力コンバータ５０を有することができる。３ステージ電源のこの使用の場合、コンバータ５０は、電源ＰＳ２の場合のようなライン１４上の電圧によってではなく、溶接出力によって調節される。溶接出力Ｂによる調節の場合、コンバータ５０は、力率補正ステージであり、かつ溶接レギュレータである。しかし、３ステージ電源のこの実施は、完全な技術的開示のために開示されている。
【００３８】
上述したように、入力ステージＩは、単相または三相ＡＣ信号１２を、第２ステージＩＩを構成する非調節型インバータＡによる使用のために、固定されたＤＣバス１４（ＤＣ＃１）に変換する。新規な３ステージ電源は、図１〜図３におけるライン１４として示すＤＣ電圧を生成するために、通常、ステージＩにＤＣ／ＤＣコンバータを用いる。ステージＩのＤＣ／ＤＣコンバータは、ライン１４上に所望の電圧を生成するように選択することができる。これら３つのコンバータを図４〜図６に示し、入力整流器６０は、それぞれ図４、図５及び図６に示すようなブーストコンバータ６２、バックコンバータ６４またはバック＋ブーストコンバータ６６であってもよいＤＣ／ＤＣコンバータに対する、ライン６０ａ、６０ｂのＤＣ電圧を生成する。これらのコンバータを用いることにより、ステージＩのＤＣ／ＤＣコンバータは、力率補正チップを含み、チップは、力率を補正できるようにし、それにより上記電源の入力における高調波ひずみを低減できるようにする。力率補正入力ＤＣ／ＤＣコンバータの使用は、溶接技術においては公知であり、多くの従来の２ステージ構造において用いられている。コンバータ６２、６４及び６６は、好ましくは、力率補正チップを含むが、このことは、必要なことではない。
【００３９】
ステージＩの主な目的は、ライン１４にＤＣバス（ＤＣ＃１）を生成することであり、バスは、図４〜図６においてライン１４ａ、１４ｂで示され、同図におけるライン２０ａ、２０ｂによって表されるライン２０の固定ＤＣ電圧（ＤＣ＃２）を生成する。力率補正は、上記新規な３ステージ構造の利点を利用するのに必要なことではない。非力率補正入力ステージを図７に示し、この場合、整流器６０の出力ライン６０ａ、６０ｂは、ライン１４ａ、１４ｂの概して固定された電圧を生成するための大容量コンデンサ６８によって結合されている。図７のステージＩは、力率補正回路またはチップを含まない。しかし、電源は、第２ステージが、ライン２０ａ、２０ｂに概して固定された電圧を生成する非調整型の絶縁インバータＡである３つのステージをなお含んでいる。入力ステージＩの別の変更例を図８に示し、この場合、受動力率補正回路７０は、インバータＡの入力においてＤＣバス１４（ＤＣ＃１）を構成するライン１４ａ、１４ｂにわたって概して固定されたＤＣ電圧を生成するために、三相ＡＣ入力Ｌ１、Ｌ２及びＬ３に接続されている。図４〜図８の変更されたステージＩの開示は、単に本質的に典型であり、単相または三相入力信号のいずれかを有し、かつ力率補正を伴うまたは伴わない他の入力ステージも用いることができる。
【００４０】
ライン２０ａ、２０ｂとして示す出力バス２０に低い固定電圧を生成することにより、溶接のための新規な３ステージ電源の第３ステージを、１８ｋＨｚ超の周波数で作動するチョッパまたは他のコンバータとすることができる。上記非調整型インバータと調整型出力コンバータのスイッチング周波数は、異なっていてもよい。実際に、通常チョッパのスイッチング周波数は、非調節型インバータＡの周波数よりもかなり小さい。図９に示す電源ＰＳ４は、本発明の利用を示し、ステージＩＩＩは、電気アーク溶接に用いられるタイプの一般的な調節型コンバータ１００である。このコンバータは、固定入力ＤＣバス２０によって駆動され、出力リード１０２、１０４にわたって溶接に適した電流を生成するために、溶接動作１２０からのフィードバックによって調節される。リード１０２は、正極性リードであり、リード１０４は、負極性リードである。２ステージインバータをベースとする電源のための一般的な出力技術に従って、リード１０２、１０４は、標準的な極性スイッチ１１０に向けられる。このスイッチは、極性スイッチ１１０の出力が、出力ライン１１０ａに正極性を、出力ライン１１０ｂに負極性を有するように、リード１０２が溶接動作１２０の電極に向けられている第１の位置を有する。このことは、溶接動作１２０において、電極正ＤＣ溶接プロセスをもたらす。逆の極性スイッチネットワーク１１０は、溶接動作１２０において、電極負ＤＣ溶接プロセスをもたらすことができる。すなわち、ＤＣ負またはＤＣ正のいずれかを有するＤＣ溶接プロセスは、一般的な極性スイッチ１１０の設定に従って実行することができる。同様に、極性スイッチ１１０は、電極負と電極正の間で交番させて、溶接動作１２０にＡＣ溶接プロセスをもたらすことができる。
【００４１】
これは、一般的な技術であり、極性スイッチ１１０は、調整型コンバータ１００からのＤＣ出力を駆動して、ＡＣ溶接プロセスまたはＤＣ溶接プロセスのいずれかをもたらす。このプロセスは、それぞれライン１３２、１３４で示されるように、コンバータ１００を調節し、かつスイッチ１１０の極性を設定するコントローラ１３０に向けられたラインまたはループ１２２として示されているフィードバックシステムによって調節されかつ制御される。ステージＩＩＩで溶接動作を調節することにより、ステージＩＩの非調節型インバータは、比較的高いスイッチング周波数を有して、上記電源の第２ステージにおける構成要素のサイズを低減することができる。上記３ステージ電源の好適な実施形態は、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニーにより開発された波形制御技術を用いる。この種の制御方式は公知であり、図９Ａに概略的に示し、制御回路１５０は、ライン１５２ａの電圧が波形ジェネレータ１５２から出力されたときに、波形特性を処理する。波形特性は、出力１５６を有する誤差増幅器１５４によって概略的に示すように、フィードバックループ１２２によって制御される。すなわち、ジェネレータ１５２からの波形の特性は、フィードバックループ１２２によって制御され、出力ライン１５６に信号を生成する。このラインは、発振器１６２の出力によって決まる高周波で作動する適当なパルス幅変調回路１６０に向けられる。この周波数は、１８ｋＨｚ超であり、４０ｋＨｚより高い場合もある。調整型コンバータ１００は、好ましくは、約１００ｋＨｚ未満で作動する。
【００４２】
一般に、コントローラ１３０内のディジタル回路であるパルス幅変調器の出力は、調整型コンバータ１００のために波形を制御するライン１３２として示されている。標準的な実施によれば、インバータ１００の波形は、ＡＣまたはＤＣのどちらかの特性を有することが可能である。この特徴を、図９Ａの右の部分に、波形１５２ｂ、１５２ｃ及び１５２ｄとして概略的に示す。波形１５２ｂは、ＡＣ・ＭＩＧ溶接で用いられる種類のＡＣ波形であり、この場合、高い負の電極アンペア数が生成される。高い正のアンペア数も共通である。波形１５２ｃにおいて、電極負及び電極正に対するアンペア数は、より大きな負の電極部分の長さと本質的に等しい。当然、ＡＣ溶接のためのプロセスは、電極負または電極正のいずれかのために、平衡ＡＣ波形または不平衡ＡＣ波形を生成するように調節することができる。極性スイッチ１１０が、ＤＣ負またはＤＣ正のいずれかの溶接動作に設定されている場合、波形１５２ｄとして示すパルス溶接波形は、波形ジェネレータ１５２によって制御される。様々な他の波形、ＡＣ及びＤＣは、溶接動作１２０を、ＡＣまたはＤＣになるように調節できるように、コントローラ１３０によって制御することができる。さらに、溶接動作は、ＴＩＧ、ＭＩＧ、サブマージアークあるいは他の溶接とすることができる。どのようなプロセスも、電源ＰＳ４あるいは本発明を用いた他の電源によって実行することができる。電極は、有心金属、有心フラックスまたは固体ワイヤ等の非消耗または消耗型とすることができる。シールドガスは、使用する電極により用いても用いなくてもよい。ＤＣ溶接のみを実行する電源ＰＳ４の変更例を、図１０に電源ＰＳ５として示す。
【００４３】
この電源において、溶接動作１２０は、フィードバックループ１２２が、出力１７２を有するコントローラ１７０に向けられているため、ＤＣ溶接動作のみを実行する。調整型コンバータ１００ａは、好ましくは、ライン１０２ａ、１０４ａにわたってＤＣ電圧を生成するチョッパである。コントローラ１７０は、図９Ａに示すように、波形ジェネレータ１５２によって制御される。ライン１０２ａ、１０４ａの極性は、溶接動作１２０で実行されるＤＣ溶接プロセスの要求に従って、電極負または電極正のいずれかになる。調整型コンバータ１００ａは、図９に示す電源ＰＳ４の溶接出力よりも単純化されている。図９及び図１０は、図９Ａに示す制御ネットワークまたは回路１５０と共に、上記新規な３ステージ電源の汎用性を示している。
【００４４】
これら２種類の電源に用いられる上記調整型及び非調整型スイッチングネットワークの両方に対しては、上記コントローラを作動させるための電圧を供給する必要がある。図１１は、電源ＰＳ６等の３ステージ電源の様々なコントローラを作動させる制御電圧を得るための構造及び方式を示す。２ステージ電源の第２ステージのプリレギュレータ及びスイッチングコントローラのスイッチングコントローラに制御電圧を供給するプリレギュレータの出力の利用は公知であり、本願明細書に援用するＭｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書に開示されている。溶接動作を実行する出力チョッパは、入力ＤＣ電圧からチョッパへのコントローラ制御電圧を定期的に取得する。これら２つの公知の技術は、電源ＰＳ６に組み入れられている。上記３ステージ電源は、電源の様々な位置から得られた電源を有するコントローラによって作動することができる。より具体的には、電源ＰＳ６は、出力１８２と、リード１４ａ、１４ｂ（ＤＣ＃１）上の第１のＤＣバスからの入力１８４、１８６とを有する電源１８０を有する。電源１８０は、ライン１８２上の低電圧に対する図２のプリレギュレータ４０の出力における高電圧を低減する、図示しない、バックコンバータまたはフライバックコンバータを含む。
【００４５】
この制御電圧は、５Ｖ〜２０Ｖの範囲で変化させることができる。ライン１８２上の電圧は、一般的な方法に従って、プリレギュレータ４０の動作を実行する出力リード１９２を有するコントローラ１９０に向けられている。プリレギュレータは、図２及び図３に示すが、図１１では省略してある調節フィードバックライン４２、４４を有する。非調整型インバータＡは、デューティサイクルを変調させるコントローラ、または入力電圧と出力電圧との間の決まった関係を必要としない。しかし、インバータは、ライン１９６のコントローラ作動電圧を電源１８０から受取るコントローラ１９４を必要とする。この構成は、第２ステージのコントローラ１９４が、従来の２ステージ電源に使用されている調節コントローラではないことを除いて、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書に開示されているコンセプトと同様である。別法として、電源ＰＳ＃３は、点線１７６で示す任意の電源電圧を与える入力１２の単相で駆動される。ステージＩＩＩの調整型出力コンバータ３０は、リード２０ａ、２０ｂを含むように示されているＤＣバス２０（ＤＣ＃２）上の電圧によって決まるライン２０２上のコントローラ電圧を有する、ＰＳ＃２と表わされた電源２００を有する。ここでもまた、電源２００は、非調整型コンバータＡの出力におけるＤＣバスを、出力２１２を有するコントローラ２１０による使用のための低電圧に変換するバックコンバータまたはフライバックコンバータを含む。
【００４６】
ライン２１２上の信号は、それぞれ、図１及び図２の電源ＰＳ１、ＰＳ２に関して説明したように、ラインＣ上のフィードバック信号に従って、溶接コンバータ３０の出力を調節する。ＤＣバス１４（ＤＣ＃１）及びＤＣバス２０（ＤＣ＃２）は、コントローラ１９０、１９４及び２１０に対して低レベルのＤＣ制御電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータである電源１８０、２００への入力を与える。点線２２０で示す代替例として、ＰＳ＃１で表わされた電源１８０は、コントローラ２１０に制御電圧を供給することができる。図１１は、ＰＳ＃１及びＰＳ＃２で表わされた種々の固定ＤＣ電圧レベルから低減された電源電圧を受取ることができるコントローラを有する３ステージ電源を用いることの汎用性を説明するために開示されている。ＰＳ＃３で示すような変圧器によるＡＣ入力電圧１２の単相への整流接続等のコントローラ電圧を供給するその他の構成を用いることもできる。
【００４７】
図１２の電源ＰＳ７は、同じ識別番号を有する構成要素を有する電源ＰＳ６と同様である。出力ステージＩＩＩは、電極Ｅと被加工物Ｗとの間にＤＣ電流を流すチョッパ２３０である。電流分流器Ｓは、帰還信号Ｃをコントローラ２１０に供給する。ステージＩＩの高速スイッチングインバータ２４０は、一次巻線２５２と二次巻線２５４とを有する変圧器２５０によってもたらされる絶縁に関してこれまで説明した特徴を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２４０の一次側は、一次巻線２５２に交流電流を流すスイッチングネットワークである。二次側２５４からの整流出力は、コンバータ２４０の第２の部分または二次側である。コンバータ２４０は、コントローラ１９４によって設定されるデューティサイクルまたは位相シフトを有する高速スイッチングインバータを用いる。スイッチング周波数は、この電源の実際の態様においては、約１００ｋＨｚである。デューティサイクルは、チョッパ２３０による溶接動作の間、同じままであるが、インバータのデューティサイクルまたは位相シフトは、コントローラ１９４を調節する出力２６２を有する“ＡＤＪ”回路２６０によって示すように調節することができる。デューティサイクルは、スイッチのペアが、インバータ２４０の一次側における最大時間、導通するように１００％に近い。
【００４８】
しかし、第１のＤＣバス１４と第２のＤＣバス２０との一定の関係を変えるために、回路２６０は、デューティサイクルまたは位相シフトを調節するのに用いることができる。従って、非調整型の絶縁インバータ２４０は、異なるが、固定されたデューティサイクルを有するように変えられる。しかし、デューティサイクルは、通常、ほとんど１００％に近いため、スイッチのペアは、本質的に同時に作動する。デューティサイクルは、上記３ステージ電源の通常の用途においては、８０〜１００％で変化する。新規な電源の好適な実施においては、図４に示すブーストコンバータ６２が、力率補正入力ステージＩのために用いられる。このブーストコンバータは、上述したような制御電圧１８２を有するコントローラ１９０に従って作動する。わずかな変更例によれば、電源２７０は、単相の一方の相または三相ＡＣ入力１２にわたるライン２７２、２７４によって接続された変圧器を有する。電源２７０の整流器及びフィルタは、必要に応じて、ライン１８２の制御電圧の代わりの使用のために、最適な点線２７６に低制御電圧を生成する。これら２つの代替例は、電源ＰＳ７の動作特性に影響を及ぼさない。電気アーク溶接用の３ステージ電源の他のこのような変更例は、上述の説明及び溶接分野における公知の技術から得ることができる。
【００４９】
入力ステージＩは、通常、図４〜図８に開示したように、整流器及び力率補正ＤＣ／ＤＣコンバータを含む。これらの入力ステージは、入力１２として表わす様々な大きさの三相及び単相ＡＣ信号に用いることができる。三相ＡＣ入力電力のための入力ステージのある態様は、図１３〜図１６における回路に関して開示されている。それらの回路の各々は、低高調波ひずみ率及び入力ステージに対する高力率で得られる三相入力及びＤＣバス出力（ＤＣ＃１）を有する。図１〜図１２の開示は、一般に、上記新規な３ステージ電源に適用可能であるが、使用する特定のステージＩは、従来の２ステージ電源及び新規な３ステージ電源の両方に関連する。図１３において、ステージＩの入力回路３００は、出力リード３０２ａ、３０２ｂを有する三相整流器３０２を含む。ブーストスイッチ３１０は、インダクタ３１２、ダイオード３１４及び並列コンデンサ３１６と直列である。
【００５０】
一般的な力率補正チップである適切な回路３２０は、入力電圧を決める入力３２２と、調節フィードバックライン３２２ａと、ブーストスイッチを作動させて、入力１２の電流を入力電圧と概して同期させる出力３２４とを有する。このチップは、本発明に用いることができ、かつ一般的な２ステージ電源にも用いられる標準的な力率補正ブーストコンバータチップである。同様に、図１４に示す入力回路３３０は、上述したような出力リード３０２ａ、３０２ｂを有する三相整流器３０２を有する。インダクタ３５０、ダイオード３５２、３５４及びコンデンサ３５６、３５８を含むブースト回路は、回路３３０の出力における電流及び入力電圧１２の調整を実行できるスイッチ３４０、３４２と共に用いられる。この目的を実現するために、標準的なチップ３６０は、入力３６６における検知電圧及びライン３６７、３６８におけるフィードバック調節信号に従って、ライン３６２、３６４にゲートパルスを生成する。このことは、２ステージ電源または上記新規な３ステージ電源の入力を生成するタイプの力率補正を可能にする一般的な技術である。三相入力に対して作動した場合、能動三相回路３００、３３０が、約０．９５の入力力率を実現できることが分かっている。単相ＡＣ入力を有する場合のステージＩの力率は、約０．９９まで上方に補正することができる。
【００５１】
三相電源は、低いレベルの方に対してのみ一般に補正することができないため、２ステージまたは３ステージ電源の入力ステージＩのための受動回路が、能動力率補正回路の性能といくらか釣り合っていることが分かっている。標準的な能動回路４００を図１５に示し、三相の各々は、ＤＣ電流を出力リード３０２ａ、３０２ｂを介して、インダクタ４１２及びコンデンサ４１４を含むフィルタ回路に流す三相整流器３０２によって整流される。図１５に示すような受動回路が、三相入力の力率を、約０．９５程度のレベルに補正することができることが分かっている。これは、三相入力回路のための能動回路の性能とやや似ている。バック＋ブースト入力回路４２０を図１６に示す。ライン３０２ａ、３０２ｂ上の整流電流は、まず、ブーストスイッチ４４０を作動させるチップ４３４も操縦する、入力１２からの電圧波形信号を有するライン４３２を有する標準的な力率補正チップ４３０を用いて、スイッチ４２２により取り入れられる。スイッチ４２２、４４０は、インダクタ４５０、ダイオード４５２及びコンデンサ４５４を含む回路を用いて入力力率を制御するために、同時に作動される。回路３００、３３０、４００及び４２０は、標準的な技術、および入力電圧波形及びＤＣ＃１の電流によって制御される使用可能なスイッチを用いた標準的な三相受動力率補正回路である。図１３〜図１６は、上記３ステージ電源の第１ステージに対して実行できるある変更例を例証する。当然、力率を改善し、かつ電気アーク溶接機の電源を駆動するのに用いられるタイプのＤＣ及びＡＣ信号の高調波ひずみを低減するその他の技術もある。
【００５２】
ステージＩＩの非調整型インバータＡは、種々のインバータ回路を用いることができる。好適な回路を図１７に示し、インバータは、絶縁変圧器２５０の一次巻線２５２に対する入力によって形成される第１の部分または一次側と、二次巻線２５４の出力によって形成される第２の部分または二次側との間で分割されている。まず、インバータＡの第１の部分または一次側について説明すると、ペアのスイッチＳＷ１／ＳＷ２及びＳＷ３／ＳＷ４が、コンデンサ５４８の両端にあり、リード５０２、５０４によって接続されているフルブリッジ回路５００が用いられている。これらのスイッチは、それぞれ、ライン５１０、５１２、５１４及び５１６上のゲートパルスによって交番順に通電される。コントローラ１９４は、ライン５１０〜５１６にゲートパルスを出力し、かつ上述したように、回路２６０からのライン２６２上の論理によって決まる調節されたデューティサイクルを出力する。デューティサイクルは、ライン５１０、５１２及びライン５１４、５１６の位相シフトを変えることにより制御される。
回路２６０は、上記ペアのスイッチのデューティサイクルまたは位相シフトを調節する。この調節は、インバータＡの動作中、固定される。実際には、回路５００は、約５０％のデューティサイクルまたは位相シフトを有し、この場合、各スイッチのペアは、導通の最大期間を有する。デューティサイクルは、好ましくは、約１００％または８０〜１００％である。コントローラ１９４は、上述したように、ライン１９６で示す適当な電源からの制御電圧を有する。回路５００の動作時、交流電流が一次巻線２５２を介して流れる。この電流は、通常、少なくとも約１００ｋＨｚの超高周波を有するため、構成要素のサイズ、重量及びコストを低減することができる。この高いスイッチング周波数は、溶接動作によって必然的に決まるものではないが、上記３ステージ電源の非調整型ステージＡの効率のために選択される。インバータＡの第２の部分または二次側は、同期整流素子５２２、５２４を有する整流器５２０である。同期整流素子は、通常の電気工学においては公知であり、本願明細書に援用するＢｏｙｌａｎの米国特許第６，６１８，２７４号明細書に記載されている。
【００５３】
これらの素子は、標準的な技術に従って、二次巻線２５４の対向端部に形成されたライン５２６、５２８上の信号によって制御される。リード５３０、５３２及び５３４は、リード２０ａ、２０ｂの両端にＤＣ電圧（ＤＣ＃２）を生成する整流器５２０の出力リードを形成する。電流は、チョーク５４４によって平滑され、標準的な溶接技術に従ってコンデンサ５４６の両端に生じる。インバータＡは調節されず、これは、溶接動作からの実時間帰還信号によって調節されないことを意味する。インバータは、単に、ＤＣバス１２（ＤＣ＃１）をＤＣバス２０（ＤＣ＃２）に変換する。この変換は、インバータＡを用いた電源の非調整型の第３ステージに向けられる電圧の実質的な低減を可能にする。この電圧の低減は、変圧器２５０の巻線比によって基本的に決まり、好適な実施形態において、比は、約４：１である。従って、出力バス２０上の固定電圧は、上記第１ステージの出力バス１２上の固定電圧の約１／４である。非調整型ステージのいくつかの利点は、背景情報として本願明細書に援用する、Ｄｒ．Ｒａｙ Ｒｉｄｌｅｙの“Ｔｈｅ ｉｎｃｒｅｄｉｂｌｅ Ｓｈｒｉｎｋｉｎｇ（Ｕｎｒｅｇｕｌａｔｅｄ）Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ”という論文に含まれている。基本的な利点は、周波数を１００ｋＨｚ超まで増加させて、インバータステージのサイズ及びコストを低減する能力である。
【００５４】
本発明の新規なステージＩＩを構成する非調整型インバータＡに対しては、様々な回路を用いることができる。特定の種類のインバータは、制御されていない。いくつかのインバータを用いてきた。図１８〜図２１にいくつか示しておく。図１８において、インバータＡは、変圧器２５０の一次側にフルブリッジ回路６００を用いるように示されている。スイッチ及びダイオードの並列回路６０２、６０４、６０６及び６０８は、図１７に示すインバータＡの態様に関して説明したように、標準的な位相シフトフルブリッジ技術に従って作動する。直列スイッチ回路６１０、６１２及び６１４、６１６を有するカスケードブリッジを用いたインバータＡの内部機構の変更例を図１９に示す。
【００５５】
これらのスイッチ回路は、ハーフブリッジと同様に作動し、コンデンサ６２０と並列で、ダイオード６２２、６２４と直列のスイッチング回路にエネルギを供給する入力コンデンサ５４８ａ、５４８ｂを含む。２つのスイッチ回路は、直列であるため、図１７のフルブリッジインバータのための技術と同様の位相シフト制御技術を用いた場合には、個別のスイッチの両端に、低減された電圧が生じる。この種のインバータスイッチングネットワークは、３レベルインバータとも呼ばれることがあるカスケードブリッジを用いたインバータが示されている、本願明細書に援用するＣａｎａｌｅｓ−Ａｂａｒｃａの米国特許第６，３４９，０４４号明細書に例示されている。スイッチ６３０、６３２が、変圧器２５０ａの一次巻線の部分２５２ａにパルスを供給する二重フォワードインバータを図２０に示す。同様に、スイッチ６３４、６３６は、第１の部分２５２ｂに反対極性のパルスを供給するために、同時に作動する。交流パルスは、二次巻線２５４に絶縁されたＤＣ出力を生成するために、変圧器２５０ａの一次巻線にＡＣを生成する。
【００５６】
標準的なハーフブリッジ回路は、図２１のインバータＡの構造のように示される。このハーフブリッジは、交互にスイッチングされて、変圧器２５０の一次巻線２５２にＡＣを生成するスイッチ６４０、６４２を含む。二次側の絶縁されたＡＣ信号が整流されて、ＤＣ＃２としてリード２０ａ、２０ｂ上に出力されるように、変圧器２５０の一次巻線にＡＣ信号を供給するために、これら及びその他のスイッチング回路を用いることができる。ある典型的で標準的なスイッチングネットワークの単なる説明は、徹底的なものであるとはみなされないが、まさに例証であるとみなされる。溶接電流の制御は、上記第２ステージでは実行されない。このステージでは、高電圧を有するＤＣバスが、第３ステージを駆動するための低電圧を有する固定ＤＣバス（ＤＣ＃２）に変換され、第３ステージは、電気アーク溶接に適した電流を供給する調節型ステージである。電気アーク溶接は、プラズマ切断のコンセプト等の他の溶接関連用途を含み、かつ含むように意図されている。上記３つのステージに用いられる種々の回路は、３ステージ電源である基本的な構造のための様々な構造を構成するように組み合わせることができる。
【００５７】
（２）次に、図２２〜図２９を参照して、本発明の好適な実施形態を説明する。
図１〜図２１に示しかつ記載した３ステージ電源は、電気アーク溶接の技術における実質的な進歩を構成する。本発明は、図２２に示すようにモジュラー化した構造に形成した、図１１に概して示したような、この新規な３ステージ電源を含む。電源７００は、単一のベース上の固定アセンブリフレームを構成する第１のモジュール７０２を含む。このモジュールは、第１の入力ステージ６２と、非調整型インバータＡの形の絶縁ステージまたは第２のステージとを含む。図１１に示すように、コントローラ１９０及びコントローラ１９４等の２つのステージ内に示す２つのコントローラは、ライン１９２、１９８を介して制御信号を、モジュール７０２の２つの別々のステージへ流す。第１のモジュール７０２の出力は、ライン２０ａ、２０b（ＤＣ＃２）である。この出力電圧は、独立した第２のモジュールまたはフレーム７０４へ向けられる。第２のフレームは、図１１及び図２２にチョッパ３０として示されている、コントローラの出力第３ステージを支持する。溶接コントローラ２１０は、入力ライン２１２上の信号を介して、チョッパ３０の出力を制御する。この信号は、コントローラ２１０内の波形整形器または波形ジェネレータの指示の下で、パルス幅変調器によって生成される。
【００５８】
コントローラ２１０への電力は、ライン２０４、２０６による第２のＤＣバスによって供給される。分流器Ｓからの帰還電流信号は、溶接動作の出力電流または溶接電流を表す、ライン７０６ａ上の信号を生成する電流センサ回路７０６によって受取られる。同様に、電圧センサ回路７０８は、溶接動作のアークの両端の電圧を検知して、溶接電圧を表す信号をライン７０８ａ上に生成する。これら２つの信号は、ライン２１２上のチョッパ入力信号を決めるために、コントローラ２１０のフィードバック回路へ向けられる。出力第３ステージを、独立したモジュール７０４上に設けることにより、このモジュールは、異なる溶接動作を実行する電源を変更するために、替えることができる。さらに、異なるチョッパを、電源７００の第３ステージとして用いることができる。電源は、単一のモジュールに設けられているのではなく、入力モジュール７０２と、別の最終ステージの電源７０４とに設けられている。この新規なモジュラー化した構造の他の利点は、図２８及び図２９に示す本発明の実施において議論することにする。
【００５９】
図２３及び図２４は、モジュール７０４での使用のための２つの出力回路を示す。図２３において、チョッパ７１０は、ライン２１２上の信号によってコントローラ２１０により作動される交換可能なモジュール７０４上に設けられている。チョッパ７１０は、ライン２１２上の高周波信号によって制御される電力スイッチ７１２を含む。信号は、コントローラ２１０内のパルス幅変調器によって生成される。電力スイッチ７１２は、入力リード２０ａ、２０ｂからの電流をチョーク７１４を介して流して、電極Ｅと被加工物Ｗとの間で溶接動作を実行する。フィルタコンデンサ７１８は、チョッパ７１０への電圧信号を制御するために、ＤＣバスまたはリード２０ａ、２０ｂにわたって接続されている。この出力チョッパは、図２２の３ステージ電源７００に対して、入力リード２０ａ、２０ｂに取り外し可能に接続されている。従って、上記３ステージ電源は、出力チョッパを有する。出力チョッパは、本発明の好適な実施形態であるが、独立したモジュール７０４は、図２４に示すＳＴＴ回路７３０等の他の出力回路を含むこともできる。
【００６０】
このＳＴＴ回路は、電流パルスをチョーク７３４を介して、電極Ｅと被加工物Ｗとの間の溶接動作へ向ける電力スイッチ７３２を含む。ライン２１２上の信号は、溶接動作におけるＳＴＴパルス特性を決める。ＳＴＴ波形または特性は、リンカーン・エレクトリック・カンパニーに独自のものであり、本願明細書に援用する、Ｐａｒｋｓの米国特許第４，８６６，２４７号明細書等のいくつかの特許に記載されている。ＳＴＴ回路７３０は、短絡金属転移が、電極と被加工物との間のメタルネックの破裂に近づいたときに、入力７４０ａを活動化させる予告スイッチ７４０を含む。破裂が起きる直前に、スイッチ７４０は、短絡した溶融金属を分離するための電流を増加させるために閉じられる。スイッチが開いたとき、抵抗器７４２は、チョーク７３４及び電極Ｅを含む直列回路に接続される。コンデンサ７４４は、スイッチが開いて、電流が抵抗器７４２に流れたときに、スイッチ７４０の両端の電圧を制御する。ダイオード７４６は、抵抗器７４２の逆方向電流を防いでコンデンサ７４４を放電させる。入力フィルタコンデンサ７３８は、リード２０ａ、２０ｂによって形成されるＤＣバスの間に接続されている。ＳＴＴ溶接動作を電源７００によって実行する場合、図２４に示すモジュール７３０は、図２３に示すチョッパモジュール７１０と取って代わるために用いられる。これらの図は、異なる溶接動作を実行するための、モジュール７０４の出力回路の互換性を示す。
【００６１】
本発明の他の態様は、モジュール７０４での使用のための新規な出力チョッパである。この新規な出力チョッパを図２５に示し、チョッパ７５０は、デュアルモードの動作を有する。チョッパは、２つの別々の極性経路を有する。第１の経路は、ライン７６２上の制御パルスによって作動する極性スイッチ７６０を含む。ライン７６６上のゲートパルスを受取り、かつフリーホイールダイオード７８８を有する変調スイッチ７６４は、極性スイッチ７６０及びチョーク７７０と直列になっている。極性スイッチ７６０及び変調スイッチ７６４の作動は、電極Ｅと被加工物Ｗとの間のギャップにわたって、第１の極性方向に電流を生じさせる。第２の経路は、反対極性の溶接アークにわたって電流を生成し、かつライン７８２上のゲートパルスを受取る極性スイッチ７８０を含む。対応する変調スイッチ７８４は、ゲート信号ライン７８６と、フリーホイールダイオード７６８とを有する。第２の極性経路内のチョーク７９０は、第１の極性経路内のチョーク７７０に対応する。スイッチ信号制御デバイス８００は、第１の極性経路を作動させるために、ライン７６２及びライン７６６に信号を生成する。同様に、ライン７８２及びライン７８６の信号は、反対極性経路に電流を生じさせる。制御部８００は、発振器８０２によって決まる周波数を有し、かつディジタル方式で、上記コントローラ内にパルス幅変調器を含む。
【００６２】
デバイス８０４は、動作のモードを選択する。このデバイスは、極性経路の一方が、正方向または負方向のいずれかで、単に標準的なチョッパ回路を形成するように作動することを可能にする。２つの極性経路を交番させることにより、ＡＣ信号が生成される。変調スイッチ７６４、７８４は、本質的に、チョッパ７５０における２つのモードの電力スイッチである。これは、ＡＣ出力を生成するチョッパ回路である。図９に示すような独立した種類の異なる極性スイッチは必要ない。デュアルモードチョッパ７５０は、電気アーク溶接に対して新規であり、極性を逆にすることができ、かつＡＣモードで作動することができるチョッパを本質的に用いる。従って、電極Ｅと被加工物Ｗとの間の溶接動作は、異なるモードの間で変えることができると共に、同じ回路を用い、チョッパコンセプトの利点を備えている。チョッパ７５０は、ＡＣモードで作動した場合、図２６に示す従来のＡＣ溶接電源にまさる実質的な改良となる。
【００６３】
この従来のユニットは、二重フォワード電圧降下を伴う独立した極性経路を有するフルブリッジ出力回路である。チョッパコンセプトはない。電圧８１０は、ＤＣリンク８２０、８２２を出力ＤＣバス８３０、８３２に変換するのに用いられるインバータ８１２によって駆動される。このＤＣバスは、チョーク８３４を介してフルブリッジを駆動する。ブリッジ８１０は、リードａにより作動されるスイッチ８４０、８４２と、リードｂにより作動されるスイッチ８５０、８５２とを有する。これらのスイッチへの信号は、電力スイッチからなる２つのセットの間で交番させるコントローラ８６０によって生成され、電力スイッチは、それぞれ、逆並列ダイオード８４０ａ、８４２ａ、８５０ａ、８５２ａを有する。図２５に示すデュアルモードチョッパは、ＡＣ動作だけではなく、出力変調も実行できる。このことは、ブリッジ８１０にまさる実質的な改良であり、入力インバータ８１２を必要としない。図２３、図２４及び図２５に開示されている出力モジュールは、いずれも、図２２に示すように、上記３ステージ電源７００に用いることができる。これらの回路のうちの１つを有するモジュール７０４は、２ステージ入力モジュール７０２に接続された出力ステージとして用いられる。
【００６４】
本発明の他の態様によれば、モジュール７０４の出力チョッパは、図２７に最もよく示されているように、ソフトスイッチング回路９００を備えている。図２３のチョッパ７１０は、発振器８８２によって制御される周波数で、パルス幅変調器８８０により駆動される電力スイッチ７１２を有する。パルス幅変調器８８０の出力８８０ａは、ライン７０６ａ上にフィードバック回路信号を有する、ライン８８６上の波形整形器または波形ジェネレータからのコマンド信号を比較するコンパレータ８８４による制御の下で、入力８８０ｂにより制御される。これは、チョッパにとって通常の動作である。ソフトスイッチング回路９００は、共通して用いられるソフトスイッチング回路である。回路は、上記電力スイッチ及びダイオードＤ４の両端の電流を制御するインダクタ９０２を含む。
【００６５】
コンデンサ９０６は、スイッチング動作中の電力スイッチの両端の電圧を制御する。コンデンサ９０４及び９０６は、図２７に示すように、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４を用いて接続されている。これらのコンデンサは、スイッチ７１２の両端の電圧を制御する。インダクタ９０２は、ダイオードＤ４を通る電流を制御する。従って、電力スイッチ７１２及びダイオードＤ４は、スイッチング動作中に、電流及び電圧の両方でソフトスイッチングされる。この回路は、“Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ ａｎｄ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ Ｐａｓｓｉｖｅ，Ｌｏｓｅｌｅｓｓ Ｓｏｆｔ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ＰＷＭ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ”というタイトルのカリフォルニア大学の論文に掲載されている。この１９９７年５月の論文は、共通に用いられる回路９００の動作をさらに説明するために、本願明細書に援用する。チョッパ７１０は、本質的に、電力スイッチのターンオン及びターンオフシーケンス中の電流及び電圧の両方を制御するソフトスイッチング回路を有する電力スイッチを有する。同じタイプのソフトスイッチング回路は、デュアルモードチョッパ７５０の電力スイッチ７６０、７８０に用いられている。換言すれば、モジュール７０４の出力チョッパは、ソフトスイッチング回路を備えており、このソフトスイッチング回路は、スイッチング動作中の適当なときに、電圧及び電流の両方を制御する。
【００６６】
図２８及び図２９は、電源７００をモジュラー化することの２つの利点を説明するものである。図２８において、モジュール７０４は、出力電力ステージ９２０を備えており、出力電力ステージ９２０は、図２３に示すようなＤＣチョッパ、図２５に示すようなＡＣチョッパ、または、図２４に示すようなＳＴＴ回路とすることができる。本発明を用いることにより、異なるタイプの電源を構成するために、異なるモジュール７０４を入力モジュール７０２に接続することができ、上記新規な３ステージ構造を維持できる。コントローラ９２２は、図１１及び図２２に示すコントローラ１９０、１９４の機能を兼ね備え、ライン９２４から制御電圧を受取る。次に、図２９について説明すると、本発明のモジュラー化した３ステージ電源を用いることの第２の利点が示されている。２つの独立した入力モジュール７０２ａ、７０２ｂは、２つの入力モジュールからの出力リード２０ａ、２０ｂを相互接続することによって並列に接続されている。従って、チョッパ３０は、単一のモジュール７０２から利用できるレベルよりも高い入力レベルを有する。当然、チョッパ３０の入力に相当量の溶接電流を生成するために、２つを超える入力モジュールを用いることができる。図２９において、電源７００ａは、出力ライン１９２ａ、１９８ａ及び出力ライン１９２ｂ、１９８ｂを介してコントローラ９３０により同時に制御される２つの入力モジュール７０２ａ、７０２ｂを含む。制御電圧は、それぞれ、ライン９３２、９３４により、モジュール７０２ａ、７０２ｂ内のＤＣバスによって生成される。従って、本発明のモジュラー化された３ステージ電源を用いることにより、出力ステージを選択的に変えることができ、あるいは、入力ステージを並列にすることができる。小さなモジュールの並列化は、広範な電力レベルに必要なモジュールの数を低減する。モジュラー化の２つの利点を、図２８及び図２９に示す。用途の幅広さをもたらすと共に、図１〜図２１に示す新規な３ステージ電源の利点を維持する他の利点は明白である。
【００６７】
（３）以下に、図３０〜図４１を参照して、本発明の溶接方法について説明する。
図１〜図２１に開示した新規な３ステージ電源及び図２５に示す新規なデュアルモードチョッパは、多くの溶接プロセスを実行するために開発されてきた。図３０〜図４１は、それらの溶接プロセスを伴うそのような電源の組合せを示す。図３０において、サブマージアークＭＩＧ溶接プロセス１０００は、出力リード１０１２、１０１４を有する新規な３ステージ電源１０１０を用いる。リード１０１４は、標準的な技術に従って、接地リードとすることができる。サブマージアーク溶接プロセスは、多量の粒状フラックス材１０２０を用いて、被加工物ＷＰにおいて、被加工物及び周囲に沿って移動可能な電極Ｅを必要とする。電極Ｅが被加工物ＷＰに対して移動すると、電極は、凝固する前に、溶接アーク及び溶融金属たまりを保護するために、粒状フラックス１０２０をかき分けて進む。本発明の一つの態様によれば、溶接プロセスは、図１〜図２１に開示した３ステージ電源によって実行される。本発明の一実施形態において、電極Ｅは、図３１に示すようなフラックスコア電極であり、電極は、フラックスを含有する内部コア１０３２を囲む外部金属シース１０３０を含むワイヤである。フラックスコア電極は、シース１０３０のスチールと合金をつくる粒状物質も含んでいる。合金物質の含有は、“フラックスコア”電極であるという電極の明確な限定を変えない。
【００６８】
フラックスがない場合、電極は、シース１０３０によって囲まれた、粒状形態の金属合金材を有する“有心”電極となる。本願明細書に開示したいくつかの溶接プロセスは、固体ワイヤ、金属コア電極またはフラックスコア電極を用いることができ、フラックスコア電極は好適であり、図３１に概略的に示す。
【００６９】
本発明の別の態様によれば、図１〜図２１の３ステージ電源は、図３１に示すようなタンデム溶接プロセス１０５０と共に用いられる。このプロセスは、出力リード１０６２、１０６４を有する３ステージ電源１０６０を用いる。溶接信号は、被加工物ＷＰに沿って方向Ｄに移動可能な電極Ｅ１に向けられる。第２の電極Ｅ２は、出力リード１０８２、１０８４を有する３ステージ電源１８０から溶接信号を受取る。両電源のこれらの出力リードは、リード１０８６によって被加工物ＷＰに接続されている。電極Ｅ１及び電極Ｅ２を被加工物ＷＰに沿って方向Ｄに移動させることにより、タンデム電極溶接が実行される。このプロセスは、粒状フラックス１０９０を用いたサブマージアークプロセスとして示されている。図３２のＭＩＧタンデムプロセスは、サブマージアークプロセスである必要はなく、図３１に示すように、単にフラックスコア電極を用いることができる。サブマージアーク溶接プロセスの粒状フラックスを用いた場合、電極は、一般に、固体金属または金属コアである。
【００７０】
本発明の３ステージ電源は、図３３に示すＴＩＧ溶接プロセス１１００等のどのような溶接プロセスとも組み合わされる。電源１１１０は、電極Ｅと被加工物ＷＰとの間に出力リード１１１２、１１１４を有する。ＴＩＧ溶接プロセスは、タングステン電極Ｅを用い、電極Ｅは、溶接中に消耗されない。ＴＩＧ溶接プロセスに追加的な金属を与えるために、フィラー金属ロッドＦを用いることができる。一般的なＭＩＧ溶接プロセス１１２０のための３ステージ電源の同様の組合せを図３４に示す。電源１１２２は、出力リード１１２４、１１２６を有する。電極Ｅは、スプール１１３０として示す供給部に入れられた溶接ワイヤ、フラックスコアまたは他の手段である。従って、溶接ワイヤＷは、コンタクトチップ１１３２を通って、被加工物ＷＰにおける溶接プロセスに入っていく。標準的なＭＩＧ技術によれば、リード１１２４は、溶接信号を電極Ｅに向けるために、コンタクトチップ１１３２に接続されている。この一般的なＭＩＧ溶接プロセスは、図１〜図２１に開示した３ステージ電源と組み合わせて使用する。
【００７１】
図３５及び図３６に示す種々の溶接出力信号が、図１〜図２１に開示した新規な３ステージ電源または図２５に示すデュアルモードチョッパによって生成される。図３５において、ＡＣ溶接信号１２００は、正の部分１２０２と負の部分１２０４とを含む。これらの部分は、波形技術により生成される近接して離間した一連の電流パルス１２１０によって生成され、この場合、各パルスの大きさは、波形整形器または波形ジェネレータの制御の下で、パルス幅変調器によって決定される。これは、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニーが先駆者である標準的な技術によるものである。図３５のＡＣ溶接信号は、図３６に示すようなＤＣ溶接信号１２５０と置き換える事ができる。ピーク電流１２５２は、正極性または負極性のいずれかの固定値とすることができる。図示の実施形態において、溶接信号１２５０はパルス信号であり、ピークレベル１２５２には、増加部１２５４が先にあり、減少部１２５６が後に続いている。このことが、バックグラウンドレベル１２５８を超えるパルスをもたらす。本発明の好適な実施形態によれば、波形は、波形整形器または波形ジェネレータの制御の下で、パルス幅変調器によって生成される一連の個々の電流パルス１２６０によって生成される。
【００７２】
図３０〜図３６に示したプロセスと電源の組合せは、好ましくは、図２５に示すような新規なデュアルモードチョッパ出力ステージによって実行される。このコンセプトを図３７及び図３８に示す。図３７において、粒状フラックスを用いることにより、サブマージアークプロセスとすることができるＭＩＧ溶接プロセス１３００は、非調整型絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータからの出力信号をデュアルモードチョッパ１３１４へ流す入力２ステージモジュール１３１２を有する３ステージ電源１３１０と組み合わされているものとして示されている。チョッパ１３１４を駆動するＤＣ信号は、ライン１３１６にある。リード１３２０上の出力溶接信号は、図３５及び図３６に示すような信号である。溶接信号は、ＭＩＧ溶接プロセス１３００のために、コンタクトチップ１１３２に接続されている。電源１３１０と組み合わされたＴＩＧ溶接プロセス１３５０を図３８に示す。様々な構成要素に対してこれまで用いてきた数字を図３８で用いる。図３５及び図３６に示すような溶接信号は、出力リード１３２０によって、タングステン電極Ｅへ流れる。フィラー金属ロッドＦは、ＤＣ ＴＩＧ溶接プロセス中に、追加的な金属を与えるために用いられる。一般に、このフィラー金属は、ＡＣ ＴＩＧ溶接には用いられないが、それも使用可能である。一般的なＭＩＧ溶接プロセス１３００及び一般的なＴＩＧ溶接プロセス１３５０は、それぞれ図３７、図３８に示すように、図２５に開示したデュアルモードチョッパ７１０を用いた新規な組合せである。
【００７３】
デュアルモードチョッパ７５０は、図２５に示すように、組み合わされた溶接プロセスを実行するために、様々な絶縁入力電源からのＤＣ信号によって駆動することができる。一般的なＤＣ駆動信号の利用を図３９〜図４１に示し、これまで使用したのと同じ数字は、同じまたは同様の構成要素に対応する。ＭＩＧ溶接プロセス１４００を図３９に示し、一般的なＤＣ入力１４１０は、コンタクトチップ１１３２においてＡＣまたはＤＣ溶接信号を生成するために、デュアルモードチョッパ１３１４によって変換される。図３９のＭＩＧ溶接プロセス１４００は、図４０のサブマージアークＭＩＧ溶接プロセス１４２０に変換される。この変換は、電極Ｅの周りに粒状フラックス材１４２２を付加して、溶接プロセスのアーク及び溶融金属たまりを保護することにより実施される。一般的な入力ＤＣ駆動信号１４１０を伴うデュアルモードチョッパは、図４１に示すＴＩＧ溶接プロセス１４３０を可能にする電源と組み合わされる。リード１３２０上のＡＣまたはＤＣ溶接信号は、被加工物ＷＰにおけるＴＩＧ溶接のために、タングステン電極Ｅによって用いられる。
【００７４】
図３０〜図４１に示すように、図１〜図２１に示す新規な３ステージ電源及び図２５に示す新規なデュアルモードチョッパは、新規な方法を生み出すために、ある溶接プロセスと組み合わされ、新規な方法は、本発明の他の態様を構成する。図３０〜図４１に示す方法は、溶接プロセスを、本発明の新規な電源と組み合わせるという本発明を開示している。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】３ステージ電源を示し、かつ本発明により改良された３ステージ電源の一実施形態を開示するブロック図である。
【図２】３ステージ電源の別の実施形態を開示する、図１と同様のブロック図である。
【図３】３ステージ電源の別の実施形態を開示する、図１と同様のブロック図である。
【図４】異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。
【図５】異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。
【図６】異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。
【図７】異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。
【図８】異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。
【図９】図９（Ａ）は、出力ステージがＡＣ溶接電流を生成する、３ステージ電源の後の２ステージを示すブロック図、図９（Ｂ）は、図９（Ａ）に示す３ステージ電源で用いる波形技術制御回路のブロック図と、３つの溶接波形を示すグラフである。
【図１０】出力ステージがＤＣ溶接電流である、３ステージ電源の第２及び第３ステージを示すブロック図である。
【図１１】２つの独立したコントローラ制御電圧供給源によって、電気アーク溶接に適した電流を生成する、３ステージ電源の構造を示すブロック図である。
【図１２】本発明が注力する構造を用いる特定の３ステージ電源を示すブロック図である。
【図１３】３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する回路を示す配線図である。
【図１４】３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する回路を示す配線図である。
【図１５】３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する回路を示す配線図である。
【図１６】３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する回路を示す配線図である。
【図１７】本発明が注力する３ステージ電源の新規な第２ステージを構成する非調整型インバータの好適な実施形態を示すブロック図と配線図を兼ねる図である。
【図１８】本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。
【図１９】本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。
【図２０】本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。
【図２１】本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。
【図２２】本発明のモジュラー化した３ステージ電源を説明する配線図である。
【図２３】図２２に開示した本発明の出力モジュールとして用いられる標準的なチョッパの配線図である。
【図２４】図２２に示す本発明の出力モジュールに用いられる標準的なＳＴＴ回路である。
【図２５】本発明の別の態様を構成し、かつ図２２に開示した本発明の出力モジュールとして使用可能な新規なデュアルモードチョッパ回路である。
【図２６】図２５の新規なチョッパ回路によって改善されるＡＣ溶接電流を得る従来の出力回路の配線図である。
【図２７】電力スイッチの波形技術の制御を伴い、かつ電力スイッチのための共通に使用されるソフトスイッチング回路を備える、図２３に示すような出力チョッパの詳細な配線図である。
【図２８】図２２に示す好適な実施形態の１つの効果を示す、ブロック図と配線図を兼ねる図である。
【図２９】図２２に示す好適な実施形態の別の効果を示す、ブロック図と配線図を兼ねる図である。
【図３０】サブマージアーク溶接プロセスと組み合わせた新規な３ステージ電源の概略図である。
【図３１】図３０及び図３２〜図４１に概略的に示した組合せ方法で好ましくは用いられる有心電極を示す部分的な図である。
【図３２】サブマージアーク溶接として図示されているタンデム溶接プロセスと組み合わされた２つの新規な３ステージ電源の概略図である。
【図３３】ＡＣまたはＤＣのいずれかのＴＩＧ溶接プロセスと組み合わされた新規な３ステージ電源の概略図である。
【図３４】ＡＣまたはＤＣのいずれかのＭＩＧ溶接プロセスと組み合わされた新規な３ステージ電源の概略図である。
【図３５】本発明の新規な３ステージ電源または新規なデュアルモードチョッパによって生成されるＡＣ出力溶接信号の電流図である。
【図３６】信号を正または負のいずれかとすることができる、本発明の新規な３ステージ電源または新規なデュアルモードチョッパによって生成されるＤＣ出力溶接信号の電流図である。
【図３７】ＭＩＧ溶接プロセス、サブマージアーク溶接または他の方法と組み合わされた３ステージ電源における新規なデュアルモードチョッパの概略図である。
【図３８】ＡＣまたはＤＣのいずれかのＴＩＧ溶接プロセスと組み合わされた新規な３ステージ電源の出力としての本発明の新規なデュアルモードチョッパの概略図である。
【図３９】ＭＩＧ溶接プロセスと組み合わされた、一般的なＤＣ入力信号を伴う新規なデュアルモードチョッパの概略図である。
【図４０】図示したＭＩＧ溶接プロセスがサブマージアークプロセスである、図３９に示したような新規なデュアルモードチョッパの概略図である。
【図４１】ＡＣまたはＤＣのいずれかのＴＩＧ溶接プロセスと組み合わされた、図３９、図４０に示したような、本発明の新規なデュアルモードチョッパの概略図である。
【符号の説明】
【００７６】
７００ 電源
７０２ 入力モジュール
７０４ 出力モジュール
７５０ デュアルモードチョッパ
７６０、７８０ 電力スイッチ（極性スイッチ）
７６４、７８４ 変調スイッチ
８００ スイッチ信号制御デバイス
８０２ 発振器
９２０ 出力電力ステージ
Ｅ 電極
Ｗ 被加工物
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気アーク溶接の分野に関し、より具体的には、そのような溶接のためのモジュラー電源及び溶接機のための新規なデュアルモードチョッパ出力ステージに関する。
【背景技術】
【０００２】
電気アーク溶接は、金属電極と被加工物との間にＡＣまたはＤＣ電流を流すことを必要とし、この場合、金属電極は、通常、有心金属ワイヤまたは固体金属ワイヤである。電源は、アークが、繰り出される溶接ワイヤの端部を溶融して、その溶融金属を被加工物に付着させるように、所定の電流パターンおよび／または繰り出す電極ワイヤと被加工物との間の極性を生成するのに用いられる。電源には、様々なコンバータ技術が用いられるが、最も有効なものは、インバータをベースとする電源であり、この場合、スイッチングネットワークは、高周波で作動して、溶接プロセスのための所望の波形または電流レベルを生成するスイッチを含む。インバータタイプの電源は、Ｂｌａｎｋｅｎｓｈｉｐの米国特許第５，２７８，３９０号明細書で論じられており、インバータは、本発明の好適な実施形態に従って作動する。この好適な作動手順は、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニー（Ｔｈｅ Ｌｉｎｃｏｌｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｃｏｍｐａｎｙ）により開発された“波形制御技術”を含む。この技術では、実際の波形は通常１８ｋＨｚ超の周波数で生成された一連の短パルスによって発生し、この短パルス群は波形ジェネレータによって制御される特性を有する。この公知のインバータ制御技術は、本発明の好適な実施形態に用いられ、また、詳細に説明する必要はない。
【０００３】
標準的な電源技術によれば、電源のインバータステージへの入力信号は、サイン波電源からの整流電流である。適当な力率補正コンバータは、共通の実施であり、Ｋｏｏｋｅｎの米国特許第５，９９１，１６９号明細書に示されているように、インバータスイッチングネットワーク自体の一部であるか、あるいは、Ｃｈｕｒｃｈの同第６，１７７，６４５号明細書に示されているように、インバータステージの前に設けられている。実際に、力率補正コンバータまたはステージを有する電源は、長年にわたって、溶接技術において知られている。ブーストコンバータの形をとる、入力力率補正コンバータを用いる他の電源が、Ｃｈｕｒｃｈの米国特許第６，５０４，１３２号明細書に示されている。Ｃｈｕｒｃｈのこれら２つの特許及びＫｏｏｋｅｎの特許は、背景情報として、および、本発明に関連する技術として本願明細書に援用する。Ｋｏｏｋｅｎの米国特許第５，９９１，１６９号明細書及びＣｈｕｒｃｈの同第６，５０４，１３２号明細書において、実際の溶接電流は、出力チョッパまたはバックコンバータによって調整され、絶縁は、インバータステージの出力または入力ブーストコンバータの出力のいずれかにおける変圧器によって得られる。電源のためのこれらの様々なトポロジーは、アーク溶接技術においては常識である。これらの従来の技術の特許においては、実際の溶接電流、電圧または電力は、電源の出力ステージにおいて、または出力ステージの前で調整され、その出力ステージは、インバータまたはチョッパのいずれかである。インバータもチョッパも、本発明により前もって予期されているように、調整型溶接ステージを駆動する固定された低電圧ＤＣバスを生成するように調整されている。
【０００４】
溶接動作の絶縁は、ほとんどの溶接用電源の特徴である。「溶接」という用語は、「プラズマ切断」を含む。Ｖｏｇｅｌの米国特許第５，９９１，１８０号明細書においては、ブーストコンバータを用いたプリレギュレータが、溶接調整後に設けられた出力絶縁変圧器を有し、かつ溶接動作を直接駆動するチョッパとして開示されているコンバータに割当てられている。この電源において、チョッパネットワークは、所望の調整された出力溶接電流を生成するように制御され、絶縁は、出力ステージにおいて形成される。同様に、Ｔｈｏｍｍｅｓの米国特許第５，６０１，７４１号明細書は、実際の溶接動作に対して調整された出力信号を与えるパルス幅変調制御インバータを駆動するブーストコンバータを開示している。Ｖｏｇｅｌ及びＴｈｏｍｍｅｓの両米国特許においては、第２ステージが、プリレギュレータから溶接動作へ力率制御電流を流すように調整される。溶接調整は、第２ステージで行われ、通常、パルス幅変調制御回路によって駆動される。Ｖｏｇｅｌ及びＴｈｏｍｍｅｓの両米国特許は、背景技術として本願明細書に援用する。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第６，２７８，０８０号明細書においては、インバータ型電源が、所望の溶接電流を制御するように調整される。絶縁は、ＤＣ溶接動作として開示されている、制御された第２ステージのインバータと溶接出力との間の変圧器によって得られる。
【０００５】
同様の電源は、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書及びＭｏｒｉｇｕｃｈｉの同第６，０６９，８１１号明細書に示されており、制御電流のインバータステージからの絶縁は、インバータの出力において行われ、溶接動作を直接駆動する。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書は、第１ステージのブーストコンバータの出力における電圧を用いて、調整型インバータステージまたはブーストコンバータ自体のいずれかのためのコントローラ電圧を供給する共通の構成を開示している。Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉのこれら３つの特許は、従来技術の電源を示す背景情報として本願明細書に援用し、この場合、調整型インバータは、絶縁のために用いられる出力変圧器に向けられる制御された溶接電流を生成するために、入力ブーストコンバータまたは整流器のＤＣ出力によって駆動される。上記絶縁変圧器の二次ＡＣ信号は、溶接動作に直接用いられる。ここには、本発明の新規な電源において用いられるような第３ステージトポロジーはない。
【０００６】
次に、非溶接技術について説明すると、本発明の態様は、ＤＣ／ＤＣ第２ステージコンバータの出力に同期整流器素子を用いている。同期整流器は、共通の実施であり、１つのそのような整流器は、Ｂｏｙｌａｎの米国特許第６，６１８，２７４号明細書に示されている。Ｃａｌｋｉｎの米国特許第３，７３７，７５５号明細書は、低電力用ＤＣ／ＤＣコンバータを開示しており、この場合、固定された調整電流は、非可変出力ＤＣ信号を供給するために、非調整型インバータに流される。入力ＤＣ信号が、インバータの固定出力ＤＣ信号を制御するために調整することができる唯一のパラメータであるように、非調整型インバータのいかなる制御も、インバータの入力側で行われる。このことは、インバータが、制御された固定出力信号を生成するように、信号のインバータに対する制御を必要とする仕組みである。これは、本発明の利用により予想されるのとは異なるコンセプトであるが、同期整流器及び非調整型インバータのバージョンを説明するために、Ｂｏｙｌａｎ及びＣａｌｋｉｎの特許における非溶接の一般的な背景技術を本願明細書に援用し、この場合、いかなる調整も、入力ＤＣ信号のレベルを制御することにより、上記インバータの前で実行される。それらの特許のいずれも、溶接用電源に関係なく、同期整流器素子及び非調整型インバータ等の一般的な技術コンセプトとしてのみ本願明細書に援用する。最少の高調波ひずみを、コンバータに流れる電流に伝える非溶接２ステージＡＣ／ＤＣコンバータが、Ｓｍｏｌｅｎｓｋｉの米国特許第５，０１９，９５２号明細書に示されている。負荷は、可変ではなく、かつ溶接動作において要求されるような調整を必要としない。この特許は、電気アーク溶接用電源の要求に決して関連していない一般的な技術を説明するために援用する。
【０００７】
これらの特許は、溶接動作によって調整すべき電源に関する本発明の背景を構成し、この場合、そのような調整は、実際の溶接動作の平均電流、平均電圧及び電力のフィードバックループによるものである。固定負荷電源は、一般的な技術情報としてのものを除いて、本発明に関係ない。
【０００８】
従来、電源内のインバータは、電流、電圧または電力等の溶接動作におけるパラメータによって調整された溶接電流を出力していた。このインバータは、一般に、パルス幅変調器によって制御され、高周波で作動するスイッチのデューティサイクルは、デューティサイクルが実質的に１００％未満に調整されるように、溶接動作からのフィードバックによって制御されていた。このタイプのＰＷＭ制御型インバータは、調整型単ステージインバータと呼ばれる。このようなインバータは、電源の出力を形成し、電源の最終ステージであった。より低いデューティサイクルは、より高い一次電流及びより大きい損失をもたらした。インバータの効率は、溶接に適した出力信号を生成するために、単ステージインバータの出力を調整するという要求によって生じるデューティサイクル調節により変化した。最終ステージが調整型単ステージインバータである電源を用いると、熱損失、低効率、高コスト及び構成要素のサイズの増大が生じていた。これらの理由のため、いくつかの溶接電源の製造者は、高コスト及び他の困難さを伴うためインバータを使用しないので、インバータ電源よりも良好な電源を市場に出していた。出力を絶縁し、かつ溶接に適した電流を生成する目的のために電流を調整するという２つの機能を有していたインバータステージは、回避すべきであった。背景として本願明細書に援用するＨｏｖｅｒｓｏｎの米国特許第６，７２３，９５７号明細書及びＣａｎａｌｅｓ−Ａｂａｒｃａの同米国特許第６，７２３，９５７号明細書を参照されたい。
【０００９】
【特許文献１】米国特許第５，２７８，３９０号明細書
【特許文献２】米国特許第５，９９１，１６９号明細書
【特許文献３】米国特許第６，１７７，６４５号明細書
【特許文献４】米国特許第６，５０４，１３２号明細書
【特許文献５】米国特許第５，９９１，１８０号明細書
【特許文献６】米国特許第５，６０１，７４１号明細書
【特許文献７】米国特許第６，２７８，０８０号明細書
【特許文献８】米国特許第５，９２６，３８１号明細書
【特許文献９】米国特許第６，０６９，８１１号明細書
【特許文献１０】米国特許第６，６１８，２７４号明細書
【特許文献１１】米国特許第３，７３７，７５５号明細書
【特許文献１２】米国特許第５，０１９，９５２号明細書
【特許文献１３】米国特許第６，７２３，９５７号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明の主な目的は、最初の２ステージが単一のモジュールであり、かつ第２のステージまたは出力ステージが独立した置換可能なモジュールであるように各ステージがモジュラー化されている、電気アーク溶接用３ステージ電源の提供である。
【００１１】
本発明の別の目的は、電源が、モジュラー化された第１及び第２のステージを利用し、第１のモジュールを、単一の出力モジュールを駆動するために、並列に接続することができる、上記定義したような３ステージ電源の提供である。
【００１２】
本発明のまた別の目的は、３ステージ電源が出力モジュールを有し、出力ステージの電力スイッチがソフトスイッチング回路を有する、上記定義したような３ステージ電源の提供である。ソフトスイッチング回路は、受動であり、かつスイッチング電圧及びスイッチング電流を制御する。
【００１３】
本発明のさらに別の目的は、電源が、ＤＣ正、ＤＣ負またはＡＣで作動して、ＭＩＧ溶接、ＴＩＧ溶接、タンデム溶接及びサブマージアーク溶接のための出力溶接動作を制御することができる新規な出力チョッパモジュールを有する、上記定義したような３ステージ電源の提供である。
【００１４】
本発明の他の目的は、ＭＩＧ溶接、ＴＩＧ溶接、タンデム溶接及びサブマージアーク溶接のための溶接動作を制御するために、出力ステージを、ＤＣ−、ＤＣ＋、ＡＣの間で変えることができる、電気アーク溶接に用いられる電源の出力ステージのための新規なデュアルモードチョッパの提供である。
【００１５】
本発明のさらに別の目的は、溶接プロセスを変更するために、電源を、多数の異なる第３ステージモジュールに適応させることができる、上記定義したような３ステージ電源の提供である。
【００１６】
本発明のまた追加の目的は、３ステージ電源が、入力第１ステージと組み合わされ、かつＭＩＧ溶接、ＴＩＧ溶接、タンデム溶接及びサブマージアーク溶接のための出力溶接信号（ＤＣ＋、ＤＣ−、またはＡＣ）を生成するのに用いられる、絶縁用の非調整型第２ステージを含む新規な３ステージ電源の提供である。
【００１７】
本発明のさらに別の目的は、新規なチョッパが、受動ソフトスイッチング回路を有する２つの電力スイッチを有する、上記定義したような新規なチョッパの提供である。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明は、電源のインバータが、従来のような第２ステージであるが、溶接に適した電流を生成する実際の調整を実行できるようにするために、第３ステージを付加することができるように調整されない、電気アーク溶接（プラズマ切断）用電源と共に利用される。この３ステージコンセプトを用いることにより、インバータは、非常に高周波のスイッチングで作動することができるのに対して、出力の第３ステージは、低周波のスイッチングで作動するチョッパとすることができる。従って、スイッチング周波数は、出力溶接電流の実際の調整に用いられるパルス幅変調インバータステージにおいて高周波を用いる必要性とは対照的に、ステージによって実行される機能によって最適化される。さらに、調整型第３ステージに対する絶縁された固定ＤＣ電圧は、入力コンバータステージからのＤＣ電圧よりも実質的に低く、かつ実際の溶接出力電圧よりもかなり高くすることができる。
【００１９】
本発明を利用する上記３ステージ電源は、パルス幅変調インバータが、単に、第２ステージのパルス幅変調インバータへの帰還信号を伴わずに、絶縁固定出力ＤＣバスを生成する第２ステージである、電源のための新規な構造を含む。この絶縁されたバスは、溶接に適した電流を生成するための実際の溶接パラメータによって調整される第３ステージで用いられる。従って、本発明は、必要な絶縁をもたらすだけではなく、溶接調整がなされる第３ステージによって使用される固定ＤＣ出力バスを形成する非調整型第２ステージを含む。非調整型第２ステージインバータは、電源の動作中に固定されるデューティサイクルを伴って高周波で作動する。周波数は、１８ｋＨｚ超であり、好ましくは、約１００ｋＨｚである。デューティサイクルは、様々なレベルで固定されるが、好適なデューティサイクルは、本発明の利用により得られる最大効率レベルをもたらす１００％程度である。固定された高デューティサイクルの利用は、位相シフト変調器制御型インバータの第２ステージの電流環流時間を最少化して、熱を実質的に低減し、かつ効率を向上させる。上記第２の非調整型インバータステージの出力は、公知の同期整流器素子を用いることができる整流器であり、素子は、第２ステージの非調整型インバータの内部絶縁変圧器の二次巻線によって制御される。第２ステージの出力に同期整流素子を用いることにより、上記電源の総効率のさらなる改善がなされる。本発明を用いることにより、上記第１ステージは、入力整流器、または力率補正コンバータを有する入力整流器のいずれかとなる。第１ステージ力率補正コンバータが好適である。このコンバータは、標準的な整流器の後にあり、あるいは、整流器と組み合わせることができる。当然、このコンバータは、受動力率補正コンバータ、または、ブースト、バックまたはバック＋ブーストコンバータ等の能動コンバータとすることができる。
【００２０】
本発明の第１ステージは、固定電圧を有する第１のＤＣバスを形成する。上記電源に標準的な第１ステージを用いることにより、非調整型インバータへの入力ＤＣバスである第１のＤＣ出力信号は、約４００〜９００ボルトＤＣの値に調整及び固定することができる。新規な電源の第２ステージを構成する非調整型の絶縁インバータの出力は、第１ステージからの入力ＤＣバスと一定の関係を有する固定ＤＣバスである。第２のＤＣバスまたは出力の電圧は、実質的に、第１ステージからのＤＣバスの電圧よりも小さい。従って、電源は、上記力率補正コンバータからの入力ＤＣバスと一定の厳密な関係を有する第２のＤＣバスを形成する。標準的な実施によれば、上記第２ステージの非調整型インバータは、二次巻線が電源の入力と絶縁されるように、一次巻線及び二次巻線を有する絶縁変圧器を含む。本願明細書に援用するＳｔｅｉｇｅｒｗａｌｄの米国特許第４，８６４，４７９号明細書を参照されたい。非調整型の第２ステージインバータは、第２ステージインバータの動作を最適化するようなスイッチング周波数で作動することができる。従って、上記新規な非調整型の第２ステージインバータの構成要素のサイズ及びコストを低減するために、非常に高いスイッチング周波数が用いられる。位相シフト制御を伴う一定のデューティサイクルを用いることにより、スイッチング素子における電圧及び電流サージは、ソフトなスイッチング動作を生じるように低減される。実際に、好適な実施形態において、デューティサイクルは、スイッチが完全にオンまたは完全にオフになるように、１００％に固定される。このことは、上記第２ステージにおける環流電流を劇的に低減し、かつ上記電源の溶接出力と電源のＡＣ入力を絶縁するという機能も実現できる第２ステージインバータの動作特性を大幅に向上させる。第２ステージの非調整型インバータにおけるスイッチング素子を完全にオン状態で作動させることにより、このインバータは、高効率を有し、かつ動作が非常にフレキシブルになる。絶縁変圧器は、非調整型の第２ステージの入力側の上記固定ＤＣバス（上記第１ステージからの「第１の出力信号」）と、この第２ステージの出力のＤＣ出力バス（「第２のＤＣ出力信号」）の関係を決める。従来のいくつかの電源においては、調整型インバータの絶縁変圧器の一次巻線におけるデューティサイクルは、溶接動作によって調整される。本発明に用いられる新規な電源の第１ステージまたは第２ステージのいずれかにおける溶接動作による調整はない。
【００２１】
上記電源の第２ステージの非調整型インバータは、システム絶縁を実行できるため、多くの種類の非絶縁型コンバータを力率補正プリレギュレータとして用いることができる。ブーストコンバータは、電流波形整形機能及びこの種の変換の連続ライン電流特性により、最もポピュラーなコンバータである。しかし、ブーストコンバータの出力電圧は、最も高いライン電圧のピークよりも高く、このピークは、７７５ボルト程にもなる可能性がある。すなわち、第２ステージが調整されず、絶縁を形成する３ステージ電源である他の能動力率補正レギュレータを、本発明に対して用いることができる。能動力率補正入力または第１ステージに対する他の選択肢のうちの１つは、第２ステージに対する一次電圧バスまたは入力バスを、電源に対する入力ＡＣ電圧信号のピークよりも低くすることができるような逓昇／逓降コンバータである。この種の力率補正コンバータは、低高調波を生じる。そのような力率コンバータは、バック＋ブーストコンバータと呼ばれる。上記第２ステージに用いられる４００〜５００ボルトＤＣバスは、１１５ボルト〜５７５ボルトの入力ＡＣ電圧を用いて得られる。上記第１ステージへのＡＣ電圧に関係なく、上記能動力率コンバータの出力電圧は、４００ボルト〜５００ボルトのレベルになるように制御される。他の種類の能動及び受動力率補正インバータを本発明に用いることができる。好適なコンバータは能動であり、それに伴って、第２の制御回路を要する第２のスイッチングネットワークを構成する。電気アーク溶接という用語を用いる場合、用語は、プラズマ切断等の他の出力プロセスも含む。
【００２２】
ここまで説明したように、本発明を利用する上記電源は、電気アーク溶接用の３ステージ電源を含む。第３ステージにおける帰還制御は、溶接に適した出力電流を生成する。入力の第１ステージは、通常、第２のスイッチングネットワーク及び第２の独立した制御回路を要する能動力率補正コンバータである。この３ステージ構造は、従来技術においては用いられていない。この構造を持たせることにより、付加された第２ステージは、単に、第２ステージの一次側における高圧ＤＣバスを、一次側と絶縁された第２ステージの二次側における低圧ＤＣバスに変換するのに用いられる。従って、電源は、バスを溶接電力の調整に用いることができるように、第２ステージの二次側にＤＣバスを含む。「バス」という用語は、制御された固定レベルを有するＤＣ信号を意味する。本発明においては、「第１のＤＣ出力」と呼ぶ、入力ステージからの第１のＤＣバスがあり、この第１のＤＣ出力は、制御されたＤＣ電圧を有する。上記第２ステージの二次側には、「第２のＤＣ出力」と呼ばれる第２のＤＣバスがあり、この第２のＤＣ出力も制御されたＤＣ電圧レベルである。非調整型インバータの二次側における第２のＤＣバスの生成は、これまでに説明したような非調整型の第２ステージインバータの利用に関連する利点以外の利点を有する。
【００２３】
二次ＤＣバスまたは第２のＤＣ出力は、第３ステージの溶接制御回路に要する絶縁がないように、第２ステージの一次側と絶縁されている。換言すれば、チョッパ等の出力制御回路は、固定された電圧レベルを有する入力ＤＣバスを有する。実際には、チョッパは、入力ＤＣからチョッパに引き出される制御電圧を有するコントローラを有する。この入力ＤＣ信号は、入力電力と絶縁されている。従って、出力ステージまたはチョッパのコントローラのための制御電圧は、非絶縁型のＤＣ源から得ることができる。これは、通常、チョッパへの入力信号である。出力ステージで用いられるコントローラのための制御電圧の独立した絶縁は必要ない。上記第２ステージからの固定されたＤＣバスの利用は、溶接動作によって調整される出力の第３ステージへのＤＣ電圧を、上記電源の通常の入力一次ＤＣバス（「第１のＤＣ出力」）よりもかなり低くすることを可能にする。従来、力率コンバータの出力は、ブーストコンバータの使用に基づく比較的高いレベルのＤＣ信号である。この高いＤＣ電圧は、溶接に適した電流を出力する際に用いる調整型インバータステージに向けられる。本発明を用いることにより、上記力率コンバータの出力バスからの高電圧は、劇的に低減される。４００ボルトのＤＣバスを１５ボルトの制御電力に変換することよりも、１００ボルトのＤＣバスを１５ボルトの制御電力に変換することの方がより効率的である。第２の低圧ＤＣバスの生成は、本発明の３ステージ電源の実質的な利点である。
【００２４】
本発明によれば、電源が、ＡＣ入力及び第１のＤＣ出力信号を有する入力ステージを備える、電気溶接プロセス用電源が提供される。非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形をとる第２ステージは、第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、第１のＤＣ出力信号に対して所定の比の大きさを有する、第１のＤＣ出力信号と電気的に絶縁された第２のＤＣ出力信号の形をとる出力とを有する。電源は、第２のＤＣ出力信号を、溶接プロセスのための溶接電流に変換する第３ステージを含む。本発明の別の態様によれば、新規な３ステージ電源の第１ステージとしての力率補正コンバータが提供される。電源の第３ステージは、チョッパまたはインバータ等の調整型コンバータを含む。インバータを用いる場合、出力は、極性ネットワークまたはスイッチに向けられるＤＣ信号であり、スイッチは、電源によるＤＣ溶接を可能にする。極性スイッチは、ＤＣ正、ＤＣ負またはＡＣのいずれかの溶接を可能にする。チョッパまたはインバータを用いる溶接プロセスは、ＭＩＧ溶接等のシールドガスを用いて実行することができ、かつタングステン、有心ワイヤまたは固体金属ワイヤ等のいかなる種類の電極も用いることができる。
【００２５】
本発明の態様によれば、非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力は、上記第２ステージへの入力よりも実質的に小さい。たいていの場合、第２ステージの入力及び出力は、概して固定された大きさを有するＤＣ電圧である。入力ステージ及び第２のステージは、第１のモジュールに形成され、第３のステージは、第２のモジュールである。これは、新規なことである。これら３つのステージは、共通の構造ブロック上にはない。ここには、２つのパワーモジュールがある。その出力モジュールは、好ましくは、チョッパである。しかし、出力ステージは、ＤＣ、ＡＣまたはＳＴＴ回路の間で変更することができる。２ステージ入力モジュールは、高出力チョッパモジュールを駆動するために並列にすることができる。このような並列接続の可能性の利点は、本願明細書に援用する、Ｓｔａｖａの米国特許第６，２９１，７９８号明細書に説明されている。
【００２６】
本発明の１つの態様によれば、上記モジュラー化された３ステージ電源の第３ステージの電力スイッチは、本願明細書に援用する、能動無損失ソフトスイッチングＰＷＭコンバータの特性及び合成というタイトルの、１９９７年５月のカリフォルニア大学の論文に記載されているような能動タイプの共通に用いられるソフトスイッチング回路を有する。同様の能動スイッチング回路は、本願明細書に援用する、Ｇｅｉｓｓｌｅｒの米国特許第６，１１５，２７３号明細書及びＣｈｅｎの同第５，８７４，８２６号明細書に開示されている。本願明細書に援用する、Ｖｏｇｅｌの米国特許第５，９９１，１８０号明細書及びＢｈａｇｗａｔの同第５，６３６，１１４号明細書も参照されたい。
【００２７】
本発明は、新規な３ステージ電源をモジュラー化することに関するため、３ステージ全てが、共通のベースに形成されてはいない。本発明によれば、最初の２ステージは、単一のモジュール内にある。従って、入力モジュールは、力率補正ステージまたはプリレギュレータと、第２ステージが、パルス幅変調により固定されたデューティサイクルで作動する非調整型インバータである絶縁ステージとを含み、そのパルス幅変調器は、波形整形器または波形ジェネレータを用いる波形技術によって制御される。従って、力率補正ステージ及び絶縁ステージは、一緒に搭載され、それ自体の支持構造を有するどのような出力ステージとも一緒に用いることができる。好ましくは、出力ステージは、チョッパである。上記電源のための単一のプラットフォームの代わりに、２つの構造ブロックを用いることは、出力またはチョッパステージの変更を、ＤＣ正、ＤＣ負、ＡＣまたはＳＴＴ等の様々な溶接プロセスの間で変更できるようにする。上記溶接のための新規な３ステージ電源の最初の２ステージをモジュラー化することにより、既存の高出力チョッパモジュールを駆動するための高入力を生成するために、モジュラー化された第１ステージを並列にすることができる。最初の２ステージを有する第１のモジュールと、第３ステージを有する第２のモジュールとのこの利用は、本発明が注力する新規な３ステージ溶接電源の実質的な改良である。本発明の別の態様によれば、チョッパは、チョッパの電力スイッチが、電流及び電圧において、ソフトにスイッチングされるように、多少共通のソフトスイッチング回路を備えている。出力ステージのためのソフトスイッチングネットワークは、モジュラー化コンセプトにより可能なさらなる改良である。
【００２８】
本発明の別の態様によれば、チョッパは、チョッパの出力に、第１の極性経路を形成する第１の極性スイッチを有する第１の電力スイッチを有するデュアルモードチョッパである。第２の極性経路は、第２の電力スイッチと、反対極性の電流を生成する他方の極性スイッチとによって形成される。この種のデュアルモードチョッパは、電気アーク溶接のための新規な出力ステージを構成する。従って、チョッパデザインは、上記開示したモジュラー化した３ステージ構造とは異なる、本発明の態様を構成する。
【００２９】
本発明によれば、電気アーク溶接機用電源のための出力ステージが提供される。この出力ステージは、第１の電力スイッチ及び極性スイッチを有する第１の極性経路と、第２の電力スイッチ及び極性スイッチを有する第２の極性経路とを有するチョッパである。さらに、この出力ステージは、チョッパを、第１の経路と第２の経路との間で交互に作動させる第１のモードと、チョッパを、２つの極性経路のうちの一方のみで作動させる第２のモードとを有するコントローラを含む。このように、単一のチョッパ出力ステージは、電力スイッチ及び補助極性スイッチのスイッチング信号を単に制御することにより、ＤＣ正、ＤＣ負またはＡＣで作動することができる。これは、溶接に用いられる電源のための新規な出力ステージであり、また、第１及び第２のステージが単一のモジュール内にあり、かつ第３のステージまたはチョッパが、独立した置換え可能な第２のモジュール内にある３ステージ電源に用いられる。
【００３０】
本発明の全ての態様によれば、中心の非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータを有する上記新規な３ステージ電源は、サブマージアーク溶接、２、３ステージ電源を用いるタンデム電極溶接、ＴＩＧ溶接及び標準的なＭＩＧ溶接等の一連の異なる種類の溶接プロセスと組み合わせて用いられる。新規な３ステージ電源と組み合わされた溶接プロセスは、ＤＣまたはＡＣのいずれかである出力信号を用いる。ＤＣ信号は、固定された電圧、固定された電流信号、あるいは、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニーが先駆者である波形技術の利用によって決まる特定の形状を有するパルス信号である。ＤＣ溶接信号は、正または負である。ＡＣ溶接信号は、本願明細書に援用する、Ｂｌａｎｋｅｎｓｈｉｐの米国特許第５，２７８，３９０号明細書及びＳｔａｖａの同第６，６８３，２７８号明細書を含む多くの特許に開示されているような波形技術によって生成される。この技術は、ＤＣまたはＡＣのいずれかの出力信号が溶接プロセスに用いられる場合に、出力波形を決めるパルス幅変調器を制御するのに用いられる波形ジェネレータまたは波形整形器を必要とする。
【００３１】
ＡＣ信号は、大きなエネルギ、または、両極性の振幅を有することができる。さらに、サブマージアークプロセス及びＭＩＧプロセスに用いられる電極は、一般に、フラックスコア電極であるが、固体ワイヤ電極や合金コア電極も使用することができる。上記新規な３ステージ電源を用いる同様の溶接プロセスは、デュアルモードチョッパの形態の出力ステージを有する溶接電源によって実行される。このようなチョッパは、溶接産業においてはユニークなものであり、本願明細書に開示し、かつクレームする。デュアルモードチョッパは、ＤＣ入力信号によって駆動され、ＤＣまたはＡＣのいずれかである出力溶接信号が生成される。好ましくは、ＤＣ入力信号は、デュアルモードチョッパの直前の非調整型絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを有する２ステージ入力回路によって生成される。上記新規な３ステージ電源のこれら及びその他の組み合わせ、および様々な出力溶接プロセスと組み合わされた上記新規なデュアルモードチョッパは、本発明の全般的な態様である。
【００３２】
これら及び他の目的及び効果は、添付図面と共に解釈すれば、以下の説明から明らかになるであろう。
【発明の効果】
【００３３】
本発明は、上記のように構成したので、最初の２ステージが単一のモジュールであり、かつ第３のステージまたは出力ステージが独立した置換可能なモジュールであるように各ステージがモジュラー化されている電気アーク溶接用電源を提供可能にした。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下に、本発明を詳細に説明する。
（１）はじめに、本発明に用いられる３ステージ電源について図１〜図２１を用いて説明する。
本発明は、リンカーン・エレクトリック・カンパニーにより開発され、本発明に対する従来技術ではない、電気アーク溶接での用途のための新規な３ステージ電源の変更例である。新規な３ステージ電源は、ＡＣ信号を第１のＤＣ出力バスに変換する入力ステージを有する。この出力バスは、固定電圧レベルを有し、かつ図１７に最もよく示されている第２ステージの入力に向けられる。３ステージ電源のこの新規な第２ステージは、絶縁構造を含み、かつＤＣ入力バスに比例する第２のＤＣ出力または第２のＤＣバスを有する非調整型インバータである。レベル関係は、非調整型インバータの構造により固定される。第２ステージの非調整型インバータは、１８ｋＨｚ超、好ましくは約１００ｋＨｚの高いスイッチング周波数でスイッチが作動するスイッチングネットワークを有する。上記電源の第２ステージを構成する非調整型インバータにおけるスイッチネットワークのスイッチング周波数は、小さい磁性構成要素の使用を可能にする。非調整型インバータの絶縁されたＤＣ出力は、電源の第３ステージに向けられる。この第３ステージは、溶接動作の電流、電圧または電力等の溶接パラメータによって調節されるチョッパまたはインバータのいずれかとすることができる。上記変更例において、この第３ステージは、好ましくはチョッパである。３ステージ電源の構成は、第１のＤＣ信号を生成する入力ステージと、溶接動作で用いられる電流を調節する電源の第３ステージによって用いられる絶縁された固定ＤＣ電圧またはＤＣバスを生成する第２の非調整型ＤＣ−ＤＣステージとを有する。
【００３５】
本発明が注力する３ステージ電源の実施例を図１〜図３に示す。図１の電源ＰＳ１は、第１ステージＩと、第２ステージＩＩと、第３ステージＩＩＩとを含む。この実施形態において、ステージＩは、ＡＣ入力信号１２を第１のＤＣバス１４に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１０を含む。入力１２は、４００〜７００ボルトの間で変化することが可能な電圧を有する単相または三相ＡＣライン供給である。コンバータ１０は、（ＤＣ＃１）とみなされるＤＣバス１４を生成する整流器及びフィルタネットワークの形をとることが可能な非調整型デバイスとして描かれている。ＡＣ入力信号はライン電圧であるため、ＤＣバス１４は、通常、均一な大きさである。非調整型インバータＡは、ＤＣバス１４（ＤＣ＃１）を第２のＤＣバスまたは第２のＤＣ出力２０（ＤＣ＃２）に変換する絶縁変圧器を有するＤＣ／ＤＣコンバータである。出力２０は、コンバータ３０であるステージＩＩＩへの電力入力を形成する。ライン２０上のＤＣ電圧は、コンバータ３０により、ラインＢにおいて、溶接に適した電流に変換される。帰還制御または調節ループＣは、溶接動作におけるパラメータを検知し、コンバータ３０の調節により、ラインＢ上の電流、電圧または電力を調節する。実際には、コンバータ３０はチョッパであるが、インバータの使用も代替例である。図１に示すような３ステージ電源ＰＳ１を持たせることにより、第２ステージのスイッチングネットワークは、通常、コンバータ３０のスイッチング周波数よりも高い周波数を有する。さらに、ライン２０のＤＣ電圧（ＤＣ＃２）は、ライン１４上のステージＩからのＤＣ電圧（ＤＣ＃１）よりもかなり小さい。実際には、インバータＡには絶縁変圧器がある。変圧器は、ライン２０上に電圧を生成するのに用いられる第２の部分または二次側よりもかなり多い巻線を有する入力または第１の部分あるいは一次側を有する。実際のこの巻線比は、ライン２０上の電圧が、ライン１４上の電圧の１／４になるように、４：１となっている。
【００３６】
本発明が注力する３ステージ電源の包括的な構造を図１に示すが、図２は、電源ＰＳ２が、電源ＰＳ１と本質的に等しいステージＩＩ及びステージＩＩＩを有するが、入力ステージＩは、調整型ＤＣ／ＤＣコンバータが後ろに続く整流器を含むＡＣ／ＤＣコンバータ４０である好適な実施を示す。変換された信号は、第１のＤＣバス（ＤＣ＃１）として示すライン１４上のＤＣ信号である。ライン１４上の電圧は、標準的な技術に従って、帰還ライン４２で示されるように調節される。従って、電源ＰＳ２においては、出力溶接コンバータ３０は、フィードバックループＣによって調節される。ライン１４上の電圧は、ライン４２として示すようなフィードバックループによって調節される。コンバータ４０は、力率補正コンバータであるため、コンバータは、ライン４４で表わされるような電圧波形を検知する。電源ＰＳ２を用いることにより、第１のＤＣバス１４は、入力１２において異なる単相または三相電圧を有する固定ＤＣ電圧である。すなわち、出力２０は、単に、ライン１４上のＤＣ電圧の変換である。ＤＣ＃２は、上記絶縁変圧器によって決まるレベルと、非調整型インバータＡのスイッチングネットワークの固定されたデューティサイクルとを有する固定電圧である。これは、ステージＩＩが、固定された第１のＤＣ出力またはＤＣバスを、チョッパまたはインバータ等の調節型溶接コンバータを駆動するのに用いられる第２の固定されたＤＣ出力またはＤＣバスに変換する非調節型インバータである、３つの独立した及び別個のステージを用いる新規な電源の好適な実施である。別の代替例として、ステージＩは、ライン２０のＤＣ＃２バスからのフィードバックにより調節することができる。このことは、図２に点線４６で表わされている。
【００３７】
図３の電源ＰＳ３は、上記３ステージ電源の他の実施である。これは、好適な実施ではないが、本発明の３ステージ電源は、溶接電流出力Ｂからのフィードバックループ５２によって調節される入力コンバータ５０を有することができる。３ステージ電源のこの使用の場合、コンバータ５０は、電源ＰＳ２の場合のようなライン１４上の電圧によってではなく、溶接出力によって調節される。溶接出力Ｂによる調節の場合、コンバータ５０は、力率補正ステージであり、かつ溶接レギュレータである。しかし、３ステージ電源のこの実施は、完全な技術的開示のために開示されている。
【００３８】
上述したように、入力ステージＩは、単相または三相ＡＣ信号１２を、第２ステージＩＩを構成する非調節型インバータＡによる使用のために、固定されたＤＣバス１４（ＤＣ＃１）に変換する。新規な３ステージ電源は、図１〜図３におけるライン１４として示すＤＣ電圧を生成するために、通常、ステージＩにＤＣ／ＤＣコンバータを用いる。ステージＩのＤＣ／ＤＣコンバータは、ライン１４上に所望の電圧を生成するように選択することができる。これら３つのコンバータを図４〜図６に示し、入力整流器６０は、それぞれ図４、図５及び図６に示すようなブーストコンバータ６２、バックコンバータ６４またはバック＋ブーストコンバータ６６であってもよいＤＣ／ＤＣコンバータに対する、ライン６０ａ、６０ｂのＤＣ電圧を生成する。これらのコンバータを用いることにより、ステージＩのＤＣ／ＤＣコンバータは、力率補正チップを含み、チップは、力率を補正できるようにし、それにより上記電源の入力における高調波ひずみを低減できるようにする。力率補正入力ＤＣ／ＤＣコンバータの使用は、溶接技術においては公知であり、多くの従来の２ステージ構造において用いられている。コンバータ６２、６４及び６６は、好ましくは、力率補正チップを含むが、このことは、必要なことではない。
【００３９】
ステージＩの主な目的は、ライン１４にＤＣバス（ＤＣ＃１）を生成することであり、バスは、図４〜図６においてライン１４ａ、１４ｂで示され、同図におけるライン２０ａ、２０ｂによって表されるライン２０の固定ＤＣ電圧（ＤＣ＃２）を生成する。力率補正は、上記新規な３ステージ構造の利点を利用するのに必要なことではない。非力率補正入力ステージを図７に示し、この場合、整流器６０の出力ライン６０ａ、６０ｂは、ライン１４ａ、１４ｂの概して固定された電圧を生成するための大容量コンデンサ６８によって結合されている。図７のステージＩは、力率補正回路またはチップを含まない。しかし、電源は、第２ステージが、ライン２０ａ、２０ｂに概して固定された電圧を生成する非調整型の絶縁インバータＡである３つのステージをなお含んでいる。入力ステージＩの別の変更例を図８に示し、この場合、受動力率補正回路７０は、インバータＡの入力においてＤＣバス１４（ＤＣ＃１）を構成するライン１４ａ、１４ｂにわたって概して固定されたＤＣ電圧を生成するために、三相ＡＣ入力Ｌ１、Ｌ２及びＬ３に接続されている。図４〜図８の変更されたステージＩの開示は、単に本質的に典型であり、単相または三相入力信号のいずれかを有し、かつ力率補正を伴うまたは伴わない他の入力ステージも用いることができる。
【００４０】
ライン２０ａ、２０ｂとして示す出力バス２０に低い固定電圧を生成することにより、溶接のための新規な３ステージ電源の第３ステージを、１８ｋＨｚ超の周波数で作動するチョッパまたは他のコンバータとすることができる。上記非調整型インバータと調整型出力コンバータのスイッチング周波数は、異なっていてもよい。実際に、通常チョッパのスイッチング周波数は、非調節型インバータＡの周波数よりもかなり小さい。図９に示す電源ＰＳ４は、本発明の利用を示し、ステージＩＩＩは、電気アーク溶接に用いられるタイプの一般的な調節型コンバータ１００である。このコンバータは、固定入力ＤＣバス２０によって駆動され、出力リード１０２、１０４にわたって溶接に適した電流を生成するために、溶接動作１２０からのフィードバックによって調節される。リード１０２は、正極性リードであり、リード１０４は、負極性リードである。２ステージインバータをベースとする電源のための一般的な出力技術に従って、リード１０２、１０４は、標準的な極性スイッチ１１０に向けられる。このスイッチは、極性スイッチ１１０の出力が、出力ライン１１０ａに正極性を、出力ライン１１０ｂに負極性を有するように、リード１０２が溶接動作１２０の電極に向けられている第１の位置を有する。このことは、溶接動作１２０において、電極正ＤＣ溶接プロセスをもたらす。逆の極性スイッチネットワーク１１０は、溶接動作１２０において、電極負ＤＣ溶接プロセスをもたらすことができる。すなわち、ＤＣ負またはＤＣ正のいずれかを有するＤＣ溶接プロセスは、一般的な極性スイッチ１１０の設定に従って実行することができる。同様に、極性スイッチ１１０は、電極負と電極正の間で交番させて、溶接動作１２０にＡＣ溶接プロセスをもたらすことができる。
【００４１】
これは、一般的な技術であり、極性スイッチ１１０は、調整型コンバータ１００からのＤＣ出力を駆動して、ＡＣ溶接プロセスまたはＤＣ溶接プロセスのいずれかをもたらす。このプロセスは、それぞれライン１３２、１３４で示されるように、コンバータ１００を調節し、かつスイッチ１１０の極性を設定するコントローラ１３０に向けられたラインまたはループ１２２として示されているフィードバックシステムによって調節されかつ制御される。ステージＩＩＩで溶接動作を調節することにより、ステージＩＩの非調節型インバータは、比較的高いスイッチング周波数を有して、上記電源の第２ステージにおける構成要素のサイズを低減することができる。上記３ステージ電源の好適な実施形態は、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニーにより開発された波形制御技術を用いる。この種の制御方式は公知であり、図９Ａに概略的に示し、制御回路１５０は、ライン１５２ａの電圧が波形ジェネレータ１５２から出力されたときに、波形特性を処理する。波形特性は、出力１５６を有する誤差増幅器１５４によって概略的に示すように、フィードバックループ１２２によって制御される。すなわち、ジェネレータ１５２からの波形の特性は、フィードバックループ１２２によって制御され、出力ライン１５６に信号を生成する。このラインは、発振器１６２の出力によって決まる高周波で作動する適当なパルス幅変調回路１６０に向けられる。この周波数は、１８ｋＨｚ超であり、４０ｋＨｚより高い場合もある。調整型コンバータ１００は、好ましくは、約１００ｋＨｚ未満で作動する。
【００４２】
一般に、コントローラ１３０内のディジタル回路であるパルス幅変調器の出力は、調整型コンバータ１００のために波形を制御するライン１３２として示されている。標準的な実施によれば、インバータ１００の波形は、ＡＣまたはＤＣのどちらかの特性を有することが可能である。この特徴を、図９Ａの右の部分に、波形１５２ｂ、１５２ｃ及び１５２ｄとして概略的に示す。波形１５２ｂは、ＡＣ・ＭＩＧ溶接で用いられる種類のＡＣ波形であり、この場合、高い負の電極アンペア数が生成される。高い正のアンペア数も共通である。波形１５２ｃにおいて、電極負及び電極正に対するアンペア数は、より大きな負の電極部分の長さと本質的に等しい。当然、ＡＣ溶接のためのプロセスは、電極負または電極正のいずれかのために、平衡ＡＣ波形または不平衡ＡＣ波形を生成するように調節することができる。極性スイッチ１１０が、ＤＣ負またはＤＣ正のいずれかの溶接動作に設定されている場合、波形１５２ｄとして示すパルス溶接波形は、波形ジェネレータ１５２によって制御される。様々な他の波形、ＡＣ及びＤＣは、溶接動作１２０を、ＡＣまたはＤＣになるように調節できるように、コントローラ１３０によって制御することができる。さらに、溶接動作は、ＴＩＧ、ＭＩＧ、サブマージアークあるいは他の溶接とすることができる。どのようなプロセスも、電源ＰＳ４あるいは本発明を用いた他の電源によって実行することができる。電極は、有心金属、有心フラックスまたは固体ワイヤ等の非消耗または消耗型とすることができる。シールドガスは、使用する電極により用いても用いなくてもよい。ＤＣ溶接のみを実行する電源ＰＳ４の変更例を、図１０に電源ＰＳ５として示す。
【００４３】
この電源において、溶接動作１２０は、フィードバックループ１２２が、出力１７２を有するコントローラ１７０に向けられているため、ＤＣ溶接動作のみを実行する。調整型コンバータ１００ａは、好ましくは、ライン１０２ａ、１０４ａにわたってＤＣ電圧を生成するチョッパである。コントローラ１７０は、図９Ａに示すように、波形ジェネレータ１５２によって制御される。ライン１０２ａ、１０４ａの極性は、溶接動作１２０で実行されるＤＣ溶接プロセスの要求に従って、電極負または電極正のいずれかになる。調整型コンバータ１００ａは、図９に示す電源ＰＳ４の溶接出力よりも単純化されている。図９及び図１０は、図９Ａに示す制御ネットワークまたは回路１５０と共に、上記新規な３ステージ電源の汎用性を示している。
【００４４】
これら２種類の電源に用いられる上記調整型及び非調整型スイッチングネットワークの両方に対しては、上記コントローラを作動させるための電圧を供給する必要がある。図１１は、電源ＰＳ６等の３ステージ電源の様々なコントローラを作動させる制御電圧を得るための構造及び方式を示す。２ステージ電源の第２ステージのプリレギュレータ及びスイッチングコントローラのスイッチングコントローラに制御電圧を供給するプリレギュレータの出力の利用は公知であり、本願明細書に援用するＭｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書に開示されている。溶接動作を実行する出力チョッパは、入力ＤＣ電圧からチョッパへのコントローラ制御電圧を定期的に取得する。これら２つの公知の技術は、電源ＰＳ６に組み入れられている。上記３ステージ電源は、電源の様々な位置から得られた電源を有するコントローラによって作動することができる。より具体的には、電源ＰＳ６は、出力１８２と、リード１４ａ、１４ｂ（ＤＣ＃１）上の第１のＤＣバスからの入力１８４、１８６とを有する電源１８０を有する。電源１８０は、ライン１８２上の低電圧に対する図２のプリレギュレータ４０の出力における高電圧を低減する、図示しない、バックコンバータまたはフライバックコンバータを含む。
【００４５】
この制御電圧は、５Ｖ〜２０Ｖの範囲で変化させることができる。ライン１８２上の電圧は、一般的な方法に従って、プリレギュレータ４０の動作を実行する出力リード１９２を有するコントローラ１９０に向けられている。プリレギュレータは、図２及び図３に示すが、図１１では省略してある調節フィードバックライン４２、４４を有する。非調整型インバータＡは、デューティサイクルを変調させるコントローラ、または入力電圧と出力電圧との間の決まった関係を必要としない。しかし、インバータは、ライン１９６のコントローラ作動電圧を電源１８０から受取るコントローラ１９４を必要とする。この構成は、第２ステージのコントローラ１９４が、従来の２ステージ電源に使用されている調節コントローラではないことを除いて、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書に開示されているコンセプトと同様である。別法として、電源ＰＳ＃３は、点線１７６で示す任意の電源電圧を与える入力１２の単相で駆動される。ステージＩＩＩの調整型出力コンバータ３０は、リード２０ａ、２０ｂを含むように示されているＤＣバス２０（ＤＣ＃２）上の電圧によって決まるライン２０２上のコントローラ電圧を有する、ＰＳ＃２と表わされた電源２００を有する。ここでもまた、電源２００は、非調整型コンバータＡの出力におけるＤＣバスを、出力２１２を有するコントローラ２１０による使用のための低電圧に変換するバックコンバータまたはフライバックコンバータを含む。
【００４６】
ライン２１２上の信号は、それぞれ、図１及び図２の電源ＰＳ１、ＰＳ２に関して説明したように、ラインＣ上のフィードバック信号に従って、溶接コンバータ３０の出力を調節する。ＤＣバス１４（ＤＣ＃１）及びＤＣバス２０（ＤＣ＃２）は、コントローラ１９０、１９４及び２１０に対して低レベルのＤＣ制御電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータである電源１８０、２００への入力を与える。点線２２０で示す代替例として、ＰＳ＃１で表わされた電源１８０は、コントローラ２１０に制御電圧を供給することができる。図１１は、ＰＳ＃１及びＰＳ＃２で表わされた種々の固定ＤＣ電圧レベルから低減された電源電圧を受取ることができるコントローラを有する３ステージ電源を用いることの汎用性を説明するために開示されている。ＰＳ＃３で示すような変圧器によるＡＣ入力電圧１２の単相への整流接続等のコントローラ電圧を供給するその他の構成を用いることもできる。
【００４７】
図１２の電源ＰＳ７は、同じ識別番号を有する構成要素を有する電源ＰＳ６と同様である。出力ステージＩＩＩは、電極Ｅと被加工物Ｗとの間にＤＣ電流を流すチョッパ２３０である。電流分流器Ｓは、帰還信号Ｃをコントローラ２１０に供給する。ステージＩＩの高速スイッチングインバータ２４０は、一次巻線２５２と二次巻線２５４とを有する変圧器２５０によってもたらされる絶縁に関してこれまで説明した特徴を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２４０の一次側は、一次巻線２５２に交流電流を流すスイッチングネットワークである。二次側２５４からの整流出力は、コンバータ２４０の第２の部分または二次側である。コンバータ２４０は、コントローラ１９４によって設定されるデューティサイクルまたは位相シフトを有する高速スイッチングインバータを用いる。スイッチング周波数は、この電源の実際の態様においては、約１００ｋＨｚである。デューティサイクルは、チョッパ２３０による溶接動作の間、同じままであるが、インバータのデューティサイクルまたは位相シフトは、コントローラ１９４を調節する出力２６２を有する“ＡＤＪ”回路２６０によって示すように調節することができる。デューティサイクルは、スイッチのペアが、インバータ２４０の一次側における最大時間、導通するように１００％に近い。
【００４８】
しかし、第１のＤＣバス１４と第２のＤＣバス２０との一定の関係を変えるために、回路２６０は、デューティサイクルまたは位相シフトを調節するのに用いることができる。従って、非調整型の絶縁インバータ２４０は、異なるが、固定されたデューティサイクルを有するように変えられる。しかし、デューティサイクルは、通常、ほとんど１００％に近いため、スイッチのペアは、本質的に同時に作動する。デューティサイクルは、上記３ステージ電源の通常の用途においては、８０〜１００％で変化する。新規な電源の好適な実施においては、図４に示すブーストコンバータ６２が、力率補正入力ステージＩのために用いられる。このブーストコンバータは、上述したような制御電圧１８２を有するコントローラ１９０に従って作動する。わずかな変更例によれば、電源２７０は、単相の一方の相または三相ＡＣ入力１２にわたるライン２７２、２７４によって接続された変圧器を有する。電源２７０の整流器及びフィルタは、必要に応じて、ライン１８２の制御電圧の代わりの使用のために、最適な点線２７６に低制御電圧を生成する。これら２つの代替例は、電源ＰＳ７の動作特性に影響を及ぼさない。電気アーク溶接用の３ステージ電源の他のこのような変更例は、上述の説明及び溶接分野における公知の技術から得ることができる。
【００４９】
入力ステージＩは、通常、図４〜図８に開示したように、整流器及び力率補正ＤＣ／ＤＣコンバータを含む。これらの入力ステージは、入力１２として表わす様々な大きさの三相及び単相ＡＣ信号に用いることができる。三相ＡＣ入力電力のための入力ステージのある態様は、図１３〜図１６における回路に関して開示されている。それらの回路の各々は、低高調波ひずみ率及び入力ステージに対する高力率で得られる三相入力及びＤＣバス出力（ＤＣ＃１）を有する。図１〜図１２の開示は、一般に、上記新規な３ステージ電源に適用可能であるが、使用する特定のステージＩは、従来の２ステージ電源及び新規な３ステージ電源の両方に関連する。図１３において、ステージＩの入力回路３００は、出力リード３０２ａ、３０２ｂを有する三相整流器３０２を含む。ブーストスイッチ３１０は、インダクタ３１２、ダイオード３１４及び並列コンデンサ３１６と直列である。
【００５０】
一般的な力率補正チップである適切な回路３２０は、入力電圧を決める入力３２２と、調節フィードバックライン３２２ａと、ブーストスイッチを作動させて、入力１２の電流を入力電圧と概して同期させる出力３２４とを有する。このチップは、本発明に用いることができ、かつ一般的な２ステージ電源にも用いられる標準的な力率補正ブーストコンバータチップである。同様に、図１４に示す入力回路３３０は、上述したような出力リード３０２ａ、３０２ｂを有する三相整流器３０２を有する。インダクタ３５０、ダイオード３５２、３５４及びコンデンサ３５６、３５８を含むブースト回路は、回路３３０の出力における電流及び入力電圧１２の調整を実行できるスイッチ３４０、３４２と共に用いられる。この目的を実現するために、標準的なチップ３６０は、入力３６６における検知電圧及びライン３６７、３６８におけるフィードバック調節信号に従って、ライン３６２、３６４にゲートパルスを生成する。このことは、２ステージ電源または上記新規な３ステージ電源の入力を生成するタイプの力率補正を可能にする一般的な技術である。三相入力に対して作動した場合、能動三相回路３００、３３０が、約０．９５の入力力率を実現できることが分かっている。単相ＡＣ入力を有する場合のステージＩの力率は、約０．９９まで上方に補正することができる。
【００５１】
三相電源は、低いレベルの方に対してのみ一般に補正することができないため、２ステージまたは３ステージ電源の入力ステージＩのための受動回路が、能動力率補正回路の性能といくらか釣り合っていることが分かっている。標準的な能動回路４００を図１５に示し、三相の各々は、ＤＣ電流を出力リード３０２ａ、３０２ｂを介して、インダクタ４１２及びコンデンサ４１４を含むフィルタ回路に流す三相整流器３０２によって整流される。図１５に示すような受動回路が、三相入力の力率を、約０．９５程度のレベルに補正することができることが分かっている。これは、三相入力回路のための能動回路の性能とやや似ている。バック＋ブースト入力回路４２０を図１６に示す。ライン３０２ａ、３０２ｂ上の整流電流は、まず、ブーストスイッチ４４０を作動させるチップ４３４も操縦する、入力１２からの電圧波形信号を有するライン４３２を有する標準的な力率補正チップ４３０を用いて、スイッチ４２２により取り入れられる。スイッチ４２２、４４０は、インダクタ４５０、ダイオード４５２及びコンデンサ４５４を含む回路を用いて入力力率を制御するために、同時に作動される。回路３００、３３０、４００及び４２０は、標準的な技術、および入力電圧波形及びＤＣ＃１の電流によって制御される使用可能なスイッチを用いた標準的な三相受動力率補正回路である。図１３〜図１６は、上記３ステージ電源の第１ステージに対して実行できるある変更例を例証する。当然、力率を改善し、かつ電気アーク溶接機の電源を駆動するのに用いられるタイプのＤＣ及びＡＣ信号の高調波ひずみを低減するその他の技術もある。
【００５２】
ステージＩＩの非調整型インバータＡは、種々のインバータ回路を用いることができる。好適な回路を図１７に示し、インバータは、絶縁変圧器２５０の一次巻線２５２に対する入力によって形成される第１の部分または一次側と、二次巻線２５４の出力によって形成される第２の部分または二次側との間で分割されている。まず、インバータＡの第１の部分または一次側について説明すると、ペアのスイッチＳＷ１／ＳＷ２及びＳＷ３／ＳＷ４が、コンデンサ５４８の両端にあり、リード５０２、５０４によって接続されているフルブリッジ回路５００が用いられている。これらのスイッチは、それぞれ、ライン５１０、５１２、５１４及び５１６上のゲートパルスによって交番順に通電される。コントローラ１９４は、ライン５１０〜５１６にゲートパルスを出力し、かつ上述したように、回路２６０からのライン２６２上の論理によって決まる調節されたデューティサイクルを出力する。デューティサイクルは、ライン５１０、５１２及びライン５１４、５１６の位相シフトを変えることにより制御される。
回路２６０は、上記ペアのスイッチのデューティサイクルまたは位相シフトを調節する。この調節は、インバータＡの動作中、固定される。実際には、回路５００は、約５０％のデューティサイクルまたは位相シフトを有し、この場合、各スイッチのペアは、導通の最大期間を有する。デューティサイクルは、好ましくは、約１００％または８０〜１００％である。コントローラ１９４は、上述したように、ライン１９６で示す適当な電源からの制御電圧を有する。回路５００の動作時、交流電流が一次巻線２５２を介して流れる。この電流は、通常、少なくとも約１００ｋＨｚの超高周波を有するため、構成要素のサイズ、重量及びコストを低減することができる。この高いスイッチング周波数は、溶接動作によって必然的に決まるものではないが、上記３ステージ電源の非調整型ステージＡの効率のために選択される。インバータＡの第２の部分または二次側は、同期整流素子５２２、５２４を有する整流器５２０である。同期整流素子は、通常の電気工学においては公知であり、本願明細書に援用するＢｏｙｌａｎの米国特許第６，６１８，２７４号明細書に記載されている。
【００５３】
これらの素子は、標準的な技術に従って、二次巻線２５４の対向端部に形成されたライン５２６、５２８上の信号によって制御される。リード５３０、５３２及び５３４は、リード２０ａ、２０ｂの両端にＤＣ電圧（ＤＣ＃２）を生成する整流器５２０の出力リードを形成する。電流は、チョーク５４４によって平滑され、標準的な溶接技術に従ってコンデンサ５４６の両端に生じる。インバータＡは調節されず、これは、溶接動作からの実時間帰還信号によって調節されないことを意味する。インバータは、単に、ＤＣバス１２（ＤＣ＃１）をＤＣバス２０（ＤＣ＃２）に変換する。この変換は、インバータＡを用いた電源の非調整型の第３ステージに向けられる電圧の実質的な低減を可能にする。この電圧の低減は、変圧器２５０の巻線比によって基本的に決まり、好適な実施形態において、比は、約４：１である。従って、出力バス２０上の固定電圧は、上記第１ステージの出力バス１２上の固定電圧の約１／４である。非調整型ステージのいくつかの利点は、背景情報として本願明細書に援用する、Ｄｒ．Ｒａｙ Ｒｉｄｌｅｙの“Ｔｈｅ ｉｎｃｒｅｄｉｂｌｅ Ｓｈｒｉｎｋｉｎｇ（Ｕｎｒｅｇｕｌａｔｅｄ）Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ”という論文に含まれている。基本的な利点は、周波数を１００ｋＨｚ超まで増加させて、インバータステージのサイズ及びコストを低減する能力である。
【００５４】
本発明の新規なステージＩＩを構成する非調整型インバータＡに対しては、様々な回路を用いることができる。特定の種類のインバータは、制御されていない。いくつかのインバータを用いてきた。図１８〜図２１にいくつか示しておく。図１８において、インバータＡは、変圧器２５０の一次側にフルブリッジ回路６００を用いるように示されている。スイッチ及びダイオードの並列回路６０２、６０４、６０６及び６０８は、図１７に示すインバータＡの態様に関して説明したように、標準的な位相シフトフルブリッジ技術に従って作動する。直列スイッチ回路６１０、６１２及び６１４、６１６を有するカスケードブリッジを用いたインバータＡの内部機構の変更例を図１９に示す。
【００５５】
これらのスイッチ回路は、ハーフブリッジと同様に作動し、コンデンサ６２０と並列で、ダイオード６２２、６２４と直列のスイッチング回路にエネルギを供給する入力コンデンサ５４８ａ、５４８ｂを含む。２つのスイッチ回路は、直列であるため、図１７のフルブリッジインバータのための技術と同様の位相シフト制御技術を用いた場合には、個別のスイッチの両端に、低減された電圧が生じる。この種のインバータスイッチングネットワークは、３レベルインバータとも呼ばれることがあるカスケードブリッジを用いたインバータが示されている、本願明細書に援用するＣａｎａｌｅｓ−Ａｂａｒｃａの米国特許第６，３４９，０４４号明細書に例示されている。スイッチ６３０、６３２が、変圧器２５０ａの一次巻線の部分２５２ａにパルスを供給する二重フォワードインバータを図２０に示す。同様に、スイッチ６３４、６３６は、第１の部分２５２ｂに反対極性のパルスを供給するために、同時に作動する。交流パルスは、二次巻線２５４に絶縁されたＤＣ出力を生成するために、変圧器２５０ａの一次巻線にＡＣを生成する。
【００５６】
標準的なハーフブリッジ回路は、図２１のインバータＡの構造のように示される。このハーフブリッジは、交互にスイッチングされて、変圧器２５０の一次巻線２５２にＡＣを生成するスイッチ６４０、６４２を含む。二次側の絶縁されたＡＣ信号が整流されて、ＤＣ＃２としてリード２０ａ、２０ｂ上に出力されるように、変圧器２５０の一次巻線にＡＣ信号を供給するために、これら及びその他のスイッチング回路を用いることができる。ある典型的で標準的なスイッチングネットワークの単なる説明は、徹底的なものであるとはみなされないが、まさに例証であるとみなされる。溶接電流の制御は、上記第２ステージでは実行されない。このステージでは、高電圧を有するＤＣバスが、第３ステージを駆動するための低電圧を有する固定ＤＣバス（ＤＣ＃２）に変換され、第３ステージは、電気アーク溶接に適した電流を供給する調節型ステージである。電気アーク溶接は、プラズマ切断のコンセプト等の他の溶接関連用途を含み、かつ含むように意図されている。上記３つのステージに用いられる種々の回路は、３ステージ電源である基本的な構造のための様々な構造を構成するように組み合わせることができる。
【００５７】
（２）次に、図２２〜図２９を参照して、本発明の好適な実施形態を説明する。
図１〜図２１に示しかつ記載した３ステージ電源は、電気アーク溶接の技術における実質的な進歩を構成する。本発明は、図２２に示すようにモジュラー化した構造に形成した、図１１に概して示したような、この新規な３ステージ電源を含む。電源７００は、単一のベース上の固定アセンブリフレームを構成する第１のモジュール７０２を含む。このモジュールは、第１の入力ステージ６２と、非調整型インバータＡの形の絶縁ステージまたは第２のステージとを含む。図１１に示すように、コントローラ１９０及びコントローラ１９４等の２つのステージ内に示す２つのコントローラは、ライン１９２、１９８を介して制御信号を、モジュール７０２の２つの別々のステージへ流す。第１のモジュール７０２の出力は、ライン２０ａ、２０b（ＤＣ＃２）である。この出力電圧は、独立した第２のモジュールまたはフレーム７０４へ向けられる。第２のフレームは、図１１及び図２２にチョッパ３０として示されている、コントローラの出力第３ステージを支持する。溶接コントローラ２１０は、入力ライン２１２上の信号を介して、チョッパ３０の出力を制御する。この信号は、コントローラ２１０内の波形整形器または波形ジェネレータの指示の下で、パルス幅変調器によって生成される。
【００５８】
コントローラ２１０への電力は、ライン２０４、２０６による第２のＤＣバスによって供給される。分流器Ｓからの帰還電流信号は、溶接動作の出力電流または溶接電流を表す、ライン７０６ａ上の信号を生成する電流センサ回路７０６によって受取られる。同様に、電圧センサ回路７０８は、溶接動作のアークの両端の電圧を検知して、溶接電圧を表す信号をライン７０８ａ上に生成する。これら２つの信号は、ライン２１２上のチョッパ入力信号を決めるために、コントローラ２１０のフィードバック回路へ向けられる。出力第３ステージを、独立したモジュール７０４上に設けることにより、このモジュールは、異なる溶接動作を実行する電源を変更するために、替えることができる。さらに、異なるチョッパを、電源７００の第３ステージとして用いることができる。電源は、単一のモジュールに設けられているのではなく、入力モジュール７０２と、別の最終ステージの電源７０４とに設けられている。この新規なモジュラー化した構造の他の利点は、図２８及び図２９に示す本発明の実施において議論することにする。
【００５９】
図２３及び図２４は、モジュール７０４での使用のための２つの出力回路を示す。図２３において、チョッパ７１０は、ライン２１２上の信号によってコントローラ２１０により作動される交換可能なモジュール７０４上に設けられている。チョッパ７１０は、ライン２１２上の高周波信号によって制御される電力スイッチ７１２を含む。信号は、コントローラ２１０内のパルス幅変調器によって生成される。電力スイッチ７１２は、入力リード２０ａ、２０ｂからの電流をチョーク７１４を介して流して、電極Ｅと被加工物Ｗとの間で溶接動作を実行する。フィルタコンデンサ７１８は、チョッパ７１０への電圧信号を制御するために、ＤＣバスまたはリード２０ａ、２０ｂにわたって接続されている。この出力チョッパは、図２２の３ステージ電源７００に対して、入力リード２０ａ、２０ｂに取り外し可能に接続されている。従って、上記３ステージ電源は、出力チョッパを有する。出力チョッパは、本発明の好適な実施形態であるが、独立したモジュール７０４は、図２４に示すＳＴＴ回路７３０等の他の出力回路を含むこともできる。
【００６０】
このＳＴＴ回路は、電流パルスをチョーク７３４を介して、電極Ｅと被加工物Ｗとの間の溶接動作へ向ける電力スイッチ７３２を含む。ライン２１２上の信号は、溶接動作におけるＳＴＴパルス特性を決める。ＳＴＴ波形または特性は、リンカーン・エレクトリック・カンパニーに独自のものであり、本願明細書に援用する、Ｐａｒｋｓの米国特許第４，８６６，２４７号明細書等のいくつかの特許に記載されている。ＳＴＴ回路７３０は、短絡金属転移が、電極と被加工物との間のメタルネックの破裂に近づいたときに、入力７４０ａを活動化させる予告スイッチ７４０を含む。破裂が起きる直前に、スイッチ７４０は、短絡した溶融金属を分離するための電流を増加させるために閉じられる。スイッチが開いたとき、抵抗器７４２は、チョーク７３４及び電極Ｅを含む直列回路に接続される。コンデンサ７４４は、スイッチが開いて、電流が抵抗器７４２に流れたときに、スイッチ７４０の両端の電圧を制御する。ダイオード７４６は、抵抗器７４２の逆方向電流を防いでコンデンサ７４４を放電させる。入力フィルタコンデンサ７３８は、リード２０ａ、２０ｂによって形成されるＤＣバスの間に接続されている。ＳＴＴ溶接動作を電源７００によって実行する場合、図２４に示すモジュール７３０は、図２３に示すチョッパモジュール７１０と取って代わるために用いられる。これらの図は、異なる溶接動作を実行するための、モジュール７０４の出力回路の互換性を示す。
【００６１】
本発明の他の態様は、モジュール７０４での使用のための新規な出力チョッパである。この新規な出力チョッパを図２５に示し、チョッパ７５０は、デュアルモードの動作を有する。チョッパは、２つの別々の極性経路を有する。第１の経路は、ライン７６２上の制御パルスによって作動する極性スイッチ７６０を含む。ライン７６６上のゲートパルスを受取り、かつフリーホイールダイオード７８８を有する変調スイッチ７６４は、極性スイッチ７６０及びチョーク７７０と直列になっている。極性スイッチ７６０及び変調スイッチ７６４の作動は、電極Ｅと被加工物Ｗとの間のギャップにわたって、第１の極性方向に電流を生じさせる。第２の経路は、反対極性の溶接アークにわたって電流を生成し、かつライン７８２上のゲートパルスを受取る極性スイッチ７８０を含む。対応する変調スイッチ７８４は、ゲート信号ライン７８６と、フリーホイールダイオード７６８とを有する。第２の極性経路内のチョーク７９０は、第１の極性経路内のチョーク７７０に対応する。スイッチ信号制御デバイス８００は、第１の極性経路を作動させるために、ライン７６２及びライン７６６に信号を生成する。同様に、ライン７８２及びライン７８６の信号は、反対極性経路に電流を生じさせる。制御部８００は、発振器８０２によって決まる周波数を有し、かつディジタル方式で、上記コントローラ内にパルス幅変調器を含む。
【００６２】
デバイス８０４は、動作のモードを選択する。このデバイスは、極性経路の一方が、正方向または負方向のいずれかで、単に標準的なチョッパ回路を形成するように作動することを可能にする。２つの極性経路を交番させることにより、ＡＣ信号が生成される。変調スイッチ７６４、７８４は、本質的に、チョッパ７５０における２つのモードの電力スイッチである。これは、ＡＣ出力を生成するチョッパ回路である。図９に示すような独立した種類の異なる極性スイッチは必要ない。デュアルモードチョッパ７５０は、電気アーク溶接に対して新規であり、極性を逆にすることができ、かつＡＣモードで作動することができるチョッパを本質的に用いる。従って、電極Ｅと被加工物Ｗとの間の溶接動作は、異なるモードの間で変えることができると共に、同じ回路を用い、チョッパコンセプトの利点を備えている。チョッパ７５０は、ＡＣモードで作動した場合、図２６に示す従来のＡＣ溶接電源にまさる実質的な改良となる。
【００６３】
この従来のユニットは、二重フォワード電圧降下を伴う独立した極性経路を有するフルブリッジ出力回路である。チョッパコンセプトはない。電圧８１０は、ＤＣリンク８２０、８２２を出力ＤＣバス８３０、８３２に変換するのに用いられるインバータ８１２によって駆動される。このＤＣバスは、チョーク８３４を介してフルブリッジを駆動する。ブリッジ８１０は、リードａにより作動されるスイッチ８４０、８４２と、リードｂにより作動されるスイッチ８５０、８５２とを有する。これらのスイッチへの信号は、電力スイッチからなる２つのセットの間で交番させるコントローラ８６０によって生成され、電力スイッチは、それぞれ、逆並列ダイオード８４０ａ、８４２ａ、８５０ａ、８５２ａを有する。図２５に示すデュアルモードチョッパは、ＡＣ動作だけではなく、出力変調も実行できる。このことは、ブリッジ８１０にまさる実質的な改良であり、入力インバータ８１２を必要としない。図２３、図２４及び図２５に開示されている出力モジュールは、いずれも、図２２に示すように、上記３ステージ電源７００に用いることができる。これらの回路のうちの１つを有するモジュール７０４は、２ステージ入力モジュール７０２に接続された出力ステージとして用いられる。
【００６４】
本発明の他の態様によれば、モジュール７０４の出力チョッパは、図２７に最もよく示されているように、ソフトスイッチング回路９００を備えている。図２３のチョッパ７１０は、発振器８８２によって制御される周波数で、パルス幅変調器８８０により駆動される電力スイッチ７１２を有する。パルス幅変調器８８０の出力８８０ａは、ライン７０６ａ上にフィードバック回路信号を有する、ライン８８６上の波形整形器または波形ジェネレータからのコマンド信号を比較するコンパレータ８８４による制御の下で、入力８８０ｂにより制御される。これは、チョッパにとって通常の動作である。ソフトスイッチング回路９００は、共通して用いられるソフトスイッチング回路である。回路は、上記電力スイッチ及びダイオードＤ４の両端の電流を制御するインダクタ９０２を含む。
【００６５】
コンデンサ９０６は、スイッチング動作中の電力スイッチの両端の電圧を制御する。コンデンサ９０４及び９０６は、図２７に示すように、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４を用いて接続されている。これらのコンデンサは、スイッチ７１２の両端の電圧を制御する。インダクタ９０２は、ダイオードＤ４を通る電流を制御する。従って、電力スイッチ７１２及びダイオードＤ４は、スイッチング動作中に、電流及び電圧の両方でソフトスイッチングされる。この回路は、“Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ ａｎｄ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ Ｐａｓｓｉｖｅ，Ｌｏｓｅｌｅｓｓ Ｓｏｆｔ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ＰＷＭ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ”というタイトルのカリフォルニア大学の論文に掲載されている。この１９９７年５月の論文は、共通に用いられる回路９００の動作をさらに説明するために、本願明細書に援用する。チョッパ７１０は、本質的に、電力スイッチのターンオン及びターンオフシーケンス中の電流及び電圧の両方を制御するソフトスイッチング回路を有する電力スイッチを有する。同じタイプのソフトスイッチング回路は、デュアルモードチョッパ７５０の電力スイッチ７６０、７８０に用いられている。換言すれば、モジュール７０４の出力チョッパは、ソフトスイッチング回路を備えており、このソフトスイッチング回路は、スイッチング動作中の適当なときに、電圧及び電流の両方を制御する。
【００６６】
図２８及び図２９は、電源７００をモジュラー化することの２つの利点を説明するものである。図２８において、モジュール７０４は、出力電力ステージ９２０を備えており、出力電力ステージ９２０は、図２３に示すようなＤＣチョッパ、図２５に示すようなＡＣチョッパ、または、図２４に示すようなＳＴＴ回路とすることができる。本発明を用いることにより、異なるタイプの電源を構成するために、異なるモジュール７０４を入力モジュール７０２に接続することができ、上記新規な３ステージ構造を維持できる。コントローラ９２２は、図１１及び図２２に示すコントローラ１９０、１９４の機能を兼ね備え、ライン９２４から制御電圧を受取る。次に、図２９について説明すると、本発明のモジュラー化した３ステージ電源を用いることの第２の利点が示されている。２つの独立した入力モジュール７０２ａ、７０２ｂは、２つの入力モジュールからの出力リード２０ａ、２０ｂを相互接続することによって並列に接続されている。従って、チョッパ３０は、単一のモジュール７０２から利用できるレベルよりも高い入力レベルを有する。当然、チョッパ３０の入力に相当量の溶接電流を生成するために、２つを超える入力モジュールを用いることができる。図２９において、電源７００ａは、出力ライン１９２ａ、１９８ａ及び出力ライン１９２ｂ、１９８ｂを介してコントローラ９３０により同時に制御される２つの入力モジュール７０２ａ、７０２ｂを含む。制御電圧は、それぞれ、ライン９３２、９３４により、モジュール７０２ａ、７０２ｂ内のＤＣバスによって生成される。従って、本発明のモジュラー化された３ステージ電源を用いることにより、出力ステージを選択的に変えることができ、あるいは、入力ステージを並列にすることができる。小さなモジュールの並列化は、広範な電力レベルに必要なモジュールの数を低減する。モジュラー化の２つの利点を、図２８及び図２９に示す。用途の幅広さをもたらすと共に、図１〜図２１に示す新規な３ステージ電源の利点を維持する他の利点は明白である。
【００６７】
（３）以下に、図３０〜図４１を参照して、本発明の溶接方法について説明する。
図１〜図２１に開示した新規な３ステージ電源及び図２５に示す新規なデュアルモードチョッパは、多くの溶接プロセスを実行するために開発されてきた。図３０〜図４１は、それらの溶接プロセスを伴うそのような電源の組合せを示す。図３０において、サブマージアークＭＩＧ溶接プロセス１０００は、出力リード１０１２、１０１４を有する新規な３ステージ電源１０１０を用いる。リード１０１４は、標準的な技術に従って、接地リードとすることができる。サブマージアーク溶接プロセスは、多量の粒状フラックス材１０２０を用いて、被加工物ＷＰにおいて、被加工物及び周囲に沿って移動可能な電極Ｅを必要とする。電極Ｅが被加工物ＷＰに対して移動すると、電極は、凝固する前に、溶接アーク及び溶融金属たまりを保護するために、粒状フラックス１０２０をかき分けて進む。本発明の一つの態様によれば、溶接プロセスは、図１〜図２１に開示した３ステージ電源によって実行される。本発明の一実施形態において、電極Ｅは、図３１に示すようなフラックスコア電極であり、電極は、フラックスを含有する内部コア１０３２を囲む外部金属シース１０３０を含むワイヤである。フラックスコア電極は、シース１０３０のスチールと合金をつくる粒状物質も含んでいる。合金物質の含有は、“フラックスコア”電極であるという電極の明確な限定を変えない。
【００６８】
フラックスがない場合、電極は、シース１０３０によって囲まれた、粒状形態の金属合金材を有する“有心”電極となる。本願明細書に開示したいくつかの溶接プロセスは、固体ワイヤ、金属コア電極またはフラックスコア電極を用いることができ、フラックスコア電極は好適であり、図３１に概略的に示す。
【００６９】
本発明の別の態様によれば、図１〜図２１の３ステージ電源は、図３１に示すようなタンデム溶接プロセス１０５０と共に用いられる。このプロセスは、出力リード１０６２、１０６４を有する３ステージ電源１０６０を用いる。溶接信号は、被加工物ＷＰに沿って方向Ｄに移動可能な電極Ｅ１に向けられる。第２の電極Ｅ２は、出力リード１０８２、１０８４を有する３ステージ電源１８０から溶接信号を受取る。両電源のこれらの出力リードは、リード１０８６によって被加工物ＷＰに接続されている。電極Ｅ１及び電極Ｅ２を被加工物ＷＰに沿って方向Ｄに移動させることにより、タンデム電極溶接が実行される。このプロセスは、粒状フラックス１０９０を用いたサブマージアークプロセスとして示されている。図３２のＭＩＧタンデムプロセスは、サブマージアークプロセスである必要はなく、図３１に示すように、単にフラックスコア電極を用いることができる。サブマージアーク溶接プロセスの粒状フラックスを用いた場合、電極は、一般に、固体金属または金属コアである。
【００７０】
本発明の３ステージ電源は、図３３に示すＴＩＧ溶接プロセス１１００等のどのような溶接プロセスとも組み合わされる。電源１１１０は、電極Ｅと被加工物ＷＰとの間に出力リード１１１２、１１１４を有する。ＴＩＧ溶接プロセスは、タングステン電極Ｅを用い、電極Ｅは、溶接中に消耗されない。ＴＩＧ溶接プロセスに追加的な金属を与えるために、フィラー金属ロッドＦを用いることができる。一般的なＭＩＧ溶接プロセス１１２０のための３ステージ電源の同様の組合せを図３４に示す。電源１１２２は、出力リード１１２４、１１２６を有する。電極Ｅは、スプール１１３０として示す供給部に入れられた溶接ワイヤ、フラックスコアまたは他の手段である。従って、溶接ワイヤＷは、コンタクトチップ１１３２を通って、被加工物ＷＰにおける溶接プロセスに入っていく。標準的なＭＩＧ技術によれば、リード１１２４は、溶接信号を電極Ｅに向けるために、コンタクトチップ１１３２に接続されている。この一般的なＭＩＧ溶接プロセスは、図１〜図２１に開示した３ステージ電源と組み合わせて使用する。
【００７１】
図３５及び図３６に示す種々の溶接出力信号が、図１〜図２１に開示した新規な３ステージ電源または図２５に示すデュアルモードチョッパによって生成される。図３５において、ＡＣ溶接信号１２００は、正の部分１２０２と負の部分１２０４とを含む。これらの部分は、波形技術により生成される近接して離間した一連の電流パルス１２１０によって生成され、この場合、各パルスの大きさは、波形整形器または波形ジェネレータの制御の下で、パルス幅変調器によって決定される。これは、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック・カンパニーが先駆者である標準的な技術によるものである。図３５のＡＣ溶接信号は、図３６に示すようなＤＣ溶接信号１２５０と置き換える事ができる。ピーク電流１２５２は、正極性または負極性のいずれかの固定値とすることができる。図示の実施形態において、溶接信号１２５０はパルス信号であり、ピークレベル１２５２には、増加部１２５４が先にあり、減少部１２５６が後に続いている。このことが、バックグラウンドレベル１２５８を超えるパルスをもたらす。本発明の好適な実施形態によれば、波形は、波形整形器または波形ジェネレータの制御の下で、パルス幅変調器によって生成される一連の個々の電流パルス１２６０によって生成される。
【００７２】
図３０〜図３６に示したプロセスと電源の組合せは、好ましくは、図２５に示すような新規なデュアルモードチョッパ出力ステージによって実行される。このコンセプトを図３７及び図３８に示す。図３７において、粒状フラックスを用いることにより、サブマージアークプロセスとすることができるＭＩＧ溶接プロセス１３００は、非調整型絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータからの出力信号をデュアルモードチョッパ１３１４へ流す入力２ステージモジュール１３１２を有する３ステージ電源１３１０と組み合わされているものとして示されている。チョッパ１３１４を駆動するＤＣ信号は、ライン１３１６にある。リード１３２０上の出力溶接信号は、図３５及び図３６に示すような信号である。溶接信号は、ＭＩＧ溶接プロセス１３００のために、コンタクトチップ１１３２に接続されている。電源１３１０と組み合わされたＴＩＧ溶接プロセス１３５０を図３８に示す。様々な構成要素に対してこれまで用いてきた数字を図３８で用いる。図３５及び図３６に示すような溶接信号は、出力リード１３２０によって、タングステン電極Ｅへ流れる。フィラー金属ロッドＦは、ＤＣ ＴＩＧ溶接プロセス中に、追加的な金属を与えるために用いられる。一般に、このフィラー金属は、ＡＣ ＴＩＧ溶接には用いられないが、それも使用可能である。一般的なＭＩＧ溶接プロセス１３００及び一般的なＴＩＧ溶接プロセス１３５０は、それぞれ図３７、図３８に示すように、図２５に開示したデュアルモードチョッパ７１０を用いた新規な組合せである。
【００７３】
デュアルモードチョッパ７５０は、図２５に示すように、組み合わされた溶接プロセスを実行するために、様々な絶縁入力電源からのＤＣ信号によって駆動することができる。一般的なＤＣ駆動信号の利用を図３９〜図４１に示し、これまで使用したのと同じ数字は、同じまたは同様の構成要素に対応する。ＭＩＧ溶接プロセス１４００を図３９に示し、一般的なＤＣ入力１４１０は、コンタクトチップ１１３２においてＡＣまたはＤＣ溶接信号を生成するために、デュアルモードチョッパ１３１４によって変換される。図３９のＭＩＧ溶接プロセス１４００は、図４０のサブマージアークＭＩＧ溶接プロセス１４２０に変換される。この変換は、電極Ｅの周りに粒状フラックス材１４２２を付加して、溶接プロセスのアーク及び溶融金属たまりを保護することにより実施される。一般的な入力ＤＣ駆動信号１４１０を伴うデュアルモードチョッパは、図４１に示すＴＩＧ溶接プロセス１４３０を可能にする電源と組み合わされる。リード１３２０上のＡＣまたはＤＣ溶接信号は、被加工物ＷＰにおけるＴＩＧ溶接のために、タングステン電極Ｅによって用いられる。
【００７４】
図３０〜図４１に示すように、図１〜図２１に示す新規な３ステージ電源及び図２５に示す新規なデュアルモードチョッパは、新規な方法を生み出すために、ある溶接プロセスと組み合わされ、新規な方法は、本発明の他の態様を構成する。図３０〜図４１に示す方法は、溶接プロセスを、本発明の新規な電源と組み合わせるという本発明を開示している。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】３ステージ電源を示し、かつ本発明により改良された３ステージ電源の一実施形態を開示するブロック図である。
【図２】３ステージ電源の別の実施形態を開示する、図１と同様のブロック図である。
【図３】３ステージ電源の別の実施形態を開示する、図１と同様のブロック図である。
【図４】異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。
【図５】異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。
【図６】異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。
【図７】異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。
【図８】異なる第１ステージの実施形態を有する３ステージ電源を示す部分ブロック図である。
【図９】図９（Ａ）は、出力ステージがＡＣ溶接電流を生成する、３ステージ電源の後の２ステージを示すブロック図、図９（Ｂ）は、図９（Ａ）に示す３ステージ電源で用いる波形技術制御回路のブロック図と、３つの溶接波形を示すグラフである。
【図１０】出力ステージがＤＣ溶接電流である、３ステージ電源の第２及び第３ステージを示すブロック図である。
【図１１】２つの独立したコントローラ制御電圧供給源によって、電気アーク溶接に適した電流を生成する、３ステージ電源の構造を示すブロック図である。
【図１２】本発明が注力する構造を用いる特定の３ステージ電源を示すブロック図である。
【図１３】３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する回路を示す配線図である。
【図１４】３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する回路を示す配線図である。
【図１５】３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する回路を示す配線図である。
【図１６】３ステージ電源の第１ステージの力率を補正する回路を示す配線図である。
【図１７】本発明が注力する３ステージ電源の新規な第２ステージを構成する非調整型インバータの好適な実施形態を示すブロック図と配線図を兼ねる図である。
【図１８】本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。
【図１９】本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。
【図２０】本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。
【図２１】本発明が注力する３ステージ電源の新規な態様を備える第２ステージの非調整型絶縁インバータとして用いられるインバータを示す配線図である。
【図２２】本発明のモジュラー化した３ステージ電源を説明する配線図である。
【図２３】図２２に開示した本発明の出力モジュールとして用いられる標準的なチョッパの配線図である。
【図２４】図２２に示す本発明の出力モジュールに用いられる標準的なＳＴＴ回路である。
【図２５】本発明の別の態様を構成し、かつ図２２に開示した本発明の出力モジュールとして使用可能な新規なデュアルモードチョッパ回路である。
【図２６】図２５の新規なチョッパ回路によって改善されるＡＣ溶接電流を得る従来の出力回路の配線図である。
【図２７】電力スイッチの波形技術の制御を伴い、かつ電力スイッチのための共通に使用されるソフトスイッチング回路を備える、図２３に示すような出力チョッパの詳細な配線図である。
【図２８】図２２に示す好適な実施形態の１つの効果を示す、ブロック図と配線図を兼ねる図である。
【図２９】図２２に示す好適な実施形態の別の効果を示す、ブロック図と配線図を兼ねる図である。
【図３０】サブマージアーク溶接プロセスと組み合わせた新規な３ステージ電源の概略図である。
【図３１】図３０及び図３２〜図４１に概略的に示した組合せ方法で好ましくは用いられる有心電極を示す部分的な図である。
【図３２】サブマージアーク溶接として図示されているタンデム溶接プロセスと組み合わされた２つの新規な３ステージ電源の概略図である。
【図３３】ＡＣまたはＤＣのいずれかのＴＩＧ溶接プロセスと組み合わされた新規な３ステージ電源の概略図である。
【図３４】ＡＣまたはＤＣのいずれかのＭＩＧ溶接プロセスと組み合わされた新規な３ステージ電源の概略図である。
【図３５】本発明の新規な３ステージ電源または新規なデュアルモードチョッパによって生成されるＡＣ出力溶接信号の電流図である。
【図３６】信号を正または負のいずれかとすることができる、本発明の新規な３ステージ電源または新規なデュアルモードチョッパによって生成されるＤＣ出力溶接信号の電流図である。
【図３７】ＭＩＧ溶接プロセス、サブマージアーク溶接または他の方法と組み合わされた３ステージ電源における新規なデュアルモードチョッパの概略図である。
【図３８】ＡＣまたはＤＣのいずれかのＴＩＧ溶接プロセスと組み合わされた新規な３ステージ電源の出力としての本発明の新規なデュアルモードチョッパの概略図である。
【図３９】ＭＩＧ溶接プロセスと組み合わされた、一般的なＤＣ入力信号を伴う新規なデュアルモードチョッパの概略図である。
【図４０】図示したＭＩＧ溶接プロセスがサブマージアークプロセスである、図３９に示したような新規なデュアルモードチョッパの概略図である。
【図４１】ＡＣまたはＤＣのいずれかのＴＩＧ溶接プロセスと組み合わされた、図３９、図４０に示したような、本発明の新規なデュアルモードチョッパの概略図である。
【符号の説明】
【００７６】
７００ 電源
７０２ 入力モジュール
７０４ 出力モジュール
７５０ デュアルモードチョッパ
７６０、７８０ 電力スイッチ（極性スイッチ）
７６４、７８４ 変調スイッチ
８００ スイッチ信号制御デバイス
８０２ 発振器
９２０ 出力電力ステージ
Ｅ 電極
Ｗ 被加工物
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気アーク溶接プロセスのための電源であって、
ＡＣ入力と第１のＤＣ出力信号とを有する入力ステージと、
前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、前記入力を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換するために、所定のデューティサイクルによって高周波でスイッチングされるスイッチ群からなるネットワークと、前記第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線及び第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線を有する絶縁変圧器と、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を、前記スイッチ群の前記デューティサイクルに関連する大きさの第２のステージの第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の第２のステージと、
前記第２のＤＣ出力信号を、前記溶接プロセス用の溶接出力に変換する第３のステージとを備え、
前記入力ステージ及び前記第２のステージが、第１のモジュールに組み込まれており、かつ前記第３のステージが、前記第１のモジュールに接続可能な第２のモジュールに組み込まれていることを特徴とする電源。
【請求項２】
前記入力ステージが、整流器と、力率補正コンバータとを含むことを特徴とする請求項１に記載の電源。
【請求項３】
前記力率補正コンバータが、ブーストコンバータであることを特徴とする請求項２に記載の電源。
【請求項４】
前記力率補正コンバータが、バックコンバータであることを特徴とする請求項２に記載の電源。
【請求項５】
前記第２のモジュールの前記第３のステージが、所定の周波数で作動する電力スイッチを有するチョッパであることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の電源。
【請求項６】
前記電力スイッチが、ソフトスイッチング回路を有することを特徴とする請求項５に記載の電源。
【請求項７】
前記チョッパが、第１の電力スイッチ及び極性スイッチを有する第１の極性経路と、第２の電力スイッチ及び極性スイッチを有する第２の極性経路とを有するデュアルモードチョッパであることを特徴とする請求項５又は６に記載の電源。
【請求項８】
前記チョッパを、前記第１の極性経路と前記第２の極性経路との間で交互に作動させる第１のモードと、前記チョッパを、前記極性経路のうちの１つのみで作動させる第２のモードとを有するコントローラを含むことを特徴とする請求項７に記載の電源。
【請求項９】
前記第１及び第２の電力スイッチが、それぞれ、ソフトスイッチング回路を有することを特徴とする請求項７又は８に記載の電源。
【請求項１０】
前記第２のモジュールの前記第３のステージが、ＳＴＴ溶接プロセスを実行する電力スイッチを有する回路であることを特徴とする請求項１〜９の何れかに記載の電源。
【請求項１１】
電気アーク溶接プロセスのための電源であって、
ＡＣ入力と第１のＤＣ出力信号とを有する入力ステージと、
前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、前記入力を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換するために、所定のデューティサイクルによって高周波でスイッチングされるスイッチ群からなるネットワークと、前記第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線及び第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線を有する絶縁変圧器と、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を前記スイッチ群の前記デューティサイクルに関連する大きさの第２のステージの第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の第２のステージと、
前記第２のＤＣ出力信号を、前記溶接プロセス用の溶接出力に変換する第３のステージとを備え、
前記第３のステージが、前記電源から分離可能なチョッパであることを特徴とする電源。
【請求項１２】
前記入力ステージが、整流器と、力率補正コンバータとを含むことを特徴とする請求項１１に記載の電源。
【請求項１３】
前記力率補正コンバータが、ブーストコンバータであることを特徴とする請求項１２に記載の電源。
【請求項１４】
前記力率補正コンバータが、バック＋ブーストコンバータであることを特徴とする請求項１２に記載の電源。
【請求項１５】
前記チョッパが、電力スイッチを有することを特徴とする請求項１１〜１４の何れかに記載の電源。
【請求項１６】
前記電力スイッチが、パルス幅変調器によって作動されることを特徴とする請求項１５に記載の電源。
【請求項１７】
前記第１及び第２のステージが、独立した単一のモジュールに組み込まれていることを特徴とする請求項１１〜１６の何れかに記載の電源。
【請求項１８】
前記電力スイッチが、ソフトスイッチング回路を有することを特徴とする請求項１５〜１７の何れかに記載の電源。
【請求項１９】
前記チョッパが、第１の変調スイッチ及び極性スイッチを有する第１の極性経路と、第２の変調スイッチ及び極性スイッチを有する第２の極性経路とを有するデュアルモードチョッパであることを特徴とする請求項１１〜１８に記載の電源。
【請求項２０】
前記チョッパを、前記第１の極性経路と第２の極性経路との間で交互に作動させる第１のモードと、前記チョッパを、前記極性経路のうちの一方のみで作動させる第２のモードとを有するコントローラを含むことを特徴とする請求項１９に記載の電源。
【請求項２１】
電気アーク溶接プロセスのための電源であって、
ＡＣ入力と第１のＤＣ出力信号とを有する入力ステージと、
前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、前記入力を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換するために、所定のデューティサイクルによって高周波でスイッチングされるスイッチ群からなるネットワークと、前記第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線及び第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線を有する絶縁変圧器と、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を前記スイッチ群の前記デューティサイクルに関連する大きさの第２のステージの第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の第２のステージと、
前記第２のＤＣ出力信号を、前記溶接プロセス用の溶接出力に変換する第３のステージとを備え、
前記第３のステージが、ＳＴＴ溶接プロセスを実行する回路であることを特徴とする電源。
【請求項２２】
最終ステージが、ＤＣ入力を有するデュアルモードチョッパである複数のステージと、第１の変調電力スイッチ及び極性スイッチを有する第１の極性経路と、第２の変調または電力スイッチ及び極性スイッチを有する第２の極性経路とを有する電源を含むことを特徴とする溶接機。
【請求項２３】
前記チョッパを、前記第１の極性経路と第２の極性経路との間で交互に作動させる第１のモードと、前記チョッパを、前記極性経路のうちの一方のみで作動させる第２のモードとを有するコントローラを含むことを特徴とする請求項２２に記載の溶接機。
【請求項２４】
前記チョッパのための出力リードと、ＭＩＧ溶接ステーションのコンタクトチップと、前記出力リードを前記コンタクトチップに接続する手段とを含むことを特徴とする請求項２２又は２３に記載の溶接機。
【請求項２５】
前記チョッパのための出力リードと、ＴＩＧ溶接ステーションの非消耗電極と、前記出力リードを前記非消耗電極に接続する手段とを含むことを特徴とする請求項２２又は２３に記載の溶接機。
【請求項２６】
前記第１の極性経路の動作と、前記第２の極性経路の動作との間で交互に変化させる第１のモードと、前記第１の極性経路の動作のための第２のモードと、前記第２の極性経路の動作のための第３のモードとを有するコントローラを含むことを特徴とする請求項２２〜２５の何れかに記載の溶接機。
【請求項２７】
前記電源が、
ＡＣ入力と第１のＤＣ出力信号とを有する入力ステージと、
前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、前記入力を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換するために、所定のデューティサイクルによって高周波でスイッチングされるスイッチ群からなるネットワークと、前記第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線及び第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線を有する絶縁変圧器と、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を前記スイッチ群の前記デューティサイクルに関連する大きさの第２のステージの第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の第２のステージと、
前記第２のＤＣ出力信号を、前記溶接プロセス用の溶接出力に変換する第３のステージとを備えることを特徴とする請求項２２〜２６の何れかに記載の溶接機。
【請求項２８】
前記電源の前記第１のステージがＤＣ出力を有し、このＤＣ出力を前記デュアルモードチョッパのＤＣ入力に接続したことを特徴とする請求項２２〜２７の何れかに記載の溶接機。
【請求項２９】
（ａ）被加工物の方へ繰り出す溶接ワイヤからなる電極を設ける工程と、
（ｂ）溶接出力信号を有する電源を設ける工程と、
（ｃ）前記電源に、前記ワイヤと前記被加工物との間で溶接動作を生じさせるための前記溶接出力信号を生成するデュアルモードチョッパ出力ステージを設ける工程とを含むことを特徴とするＭＩＧ溶接の方法。
【請求項３０】
前記電源が３つの独立したステージを有し、中央のステージが非調整型絶縁フルブリッジインバータであることを特徴とする請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
前記溶接出力信号が、ＡＣ信号であることを特徴とする請求項２９又は３０に記載の方法。
【請求項３２】
前記溶接出力信号が、ＤＣ信号であることを特徴とする請求項２９又は３０に記載の方法。
【請求項３３】
（ｄ）前記電極の周り及び前記被加工物上に粒状フラックスを供給する工程を含むことを特徴とする請求項２９〜３２の何れかに記載の方法。
【請求項３４】
前記ＡＣ信号が、正の部分とエネルギまたは大きさが異なる負の部分を有することを特徴とする請求項３１又は３３に記載の方法。
【請求項３５】
前記負の部分の差が前記正の部分よりも大きいことを特徴とする請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
前記電極が、フラックスコア電極であることを特徴とする請求項２９〜３５の何れかに記載の方法。
【請求項３７】
（ａ）被加工物の方へ繰り出す溶接ワイヤを設ける工程と、
（ｂ）溶接出力信号を有する電源を設ける工程と、
（ｃ）３ステージ電源に非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の中央ステージを設け、前記溶接ワイヤと前記被加工物との間で溶接動作を生じさせるための前記溶接出力信号を生成する工程と、
を含むことを特徴とするＭＩＧ溶接の方法。
【請求項３８】
前記デューティーサイクルが、調節可能に構成したことを特徴とする請求項１、１１，２１の何れかに記載の電源。
【請求項１】
電気アーク溶接プロセスのための電源であって、
ＡＣ入力と第１のＤＣ出力信号とを有する入力ステージと、
前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、前記入力を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換するために、所定のデューティサイクルによって高周波でスイッチングされるスイッチ群からなるネットワークと、前記第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線及び第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線を有する絶縁変圧器と、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を、前記スイッチ群の前記デューティサイクルに関連する大きさの第２のステージの第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の第２のステージと、
前記第２のＤＣ出力信号を、前記溶接プロセス用の溶接出力に変換する第３のステージとを備え、
前記入力ステージ及び前記第２のステージが、第１のモジュールに組み込まれており、かつ前記第３のステージが、前記第１のモジュールに接続可能な第２のモジュールに組み込まれていることを特徴とする電源。
【請求項２】
前記入力ステージが、整流器と、力率補正コンバータとを含むことを特徴とする請求項１に記載の電源。
【請求項３】
前記力率補正コンバータが、ブーストコンバータであることを特徴とする請求項２に記載の電源。
【請求項４】
前記力率補正コンバータが、バックコンバータであることを特徴とする請求項２に記載の電源。
【請求項５】
前記第２のモジュールの前記第３のステージが、所定の周波数で作動する電力スイッチを有するチョッパであることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の電源。
【請求項６】
前記電力スイッチが、ソフトスイッチング回路を有することを特徴とする請求項５に記載の電源。
【請求項７】
前記チョッパが、第１の電力スイッチ及び極性スイッチを有する第１の極性経路と、第２の電力スイッチ及び極性スイッチを有する第２の極性経路とを有するデュアルモードチョッパであることを特徴とする請求項５又は６に記載の電源。
【請求項８】
前記チョッパを、前記第１の極性経路と前記第２の極性経路との間で交互に作動させる第１のモードと、前記チョッパを、前記極性経路のうちの１つのみで作動させる第２のモードとを有するコントローラを含むことを特徴とする請求項７に記載の電源。
【請求項９】
前記第１及び第２の電力スイッチが、それぞれ、ソフトスイッチング回路を有することを特徴とする請求項７又は８に記載の電源。
【請求項１０】
前記第２のモジュールの前記第３のステージが、ＳＴＴ溶接プロセスを実行する電力スイッチを有する回路であることを特徴とする請求項１〜９の何れかに記載の電源。
【請求項１１】
電気アーク溶接プロセスのための電源であって、
ＡＣ入力と第１のＤＣ出力信号とを有する入力ステージと、
前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、前記入力を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換するために、所定のデューティサイクルによって高周波でスイッチングされるスイッチ群からなるネットワークと、前記第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線及び第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線を有する絶縁変圧器と、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を前記スイッチ群の前記デューティサイクルに関連する大きさの第２のステージの第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の第２のステージと、
前記第２のＤＣ出力信号を、前記溶接プロセス用の溶接出力に変換する第３のステージとを備え、
前記第３のステージが、前記電源から分離可能なチョッパであることを特徴とする電源。
【請求項１２】
前記入力ステージが、整流器と、力率補正コンバータとを含むことを特徴とする請求項１１に記載の電源。
【請求項１３】
前記力率補正コンバータが、ブーストコンバータであることを特徴とする請求項１２に記載の電源。
【請求項１４】
前記力率補正コンバータが、バック＋ブーストコンバータであることを特徴とする請求項１２に記載の電源。
【請求項１５】
前記チョッパが、電力スイッチを有することを特徴とする請求項１１〜１４の何れかに記載の電源。
【請求項１６】
前記電力スイッチが、パルス幅変調器によって作動されることを特徴とする請求項１５に記載の電源。
【請求項１７】
前記第１及び第２のステージが、独立した単一のモジュールに組み込まれていることを特徴とする請求項１１〜１６の何れかに記載の電源。
【請求項１８】
前記電力スイッチが、ソフトスイッチング回路を有することを特徴とする請求項１５〜１７の何れかに記載の電源。
【請求項１９】
前記チョッパが、第１の変調スイッチ及び極性スイッチを有する第１の極性経路と、第２の変調スイッチ及び極性スイッチを有する第２の極性経路とを有するデュアルモードチョッパであることを特徴とする請求項１１〜１８に記載の電源。
【請求項２０】
前記チョッパを、前記第１の極性経路と第２の極性経路との間で交互に作動させる第１のモードと、前記チョッパを、前記極性経路のうちの一方のみで作動させる第２のモードとを有するコントローラを含むことを特徴とする請求項１９に記載の電源。
【請求項２１】
電気アーク溶接プロセスのための電源であって、
ＡＣ入力と第１のＤＣ出力信号とを有する入力ステージと、
前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、前記入力を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換するために、所定のデューティサイクルによって高周波でスイッチングされるスイッチ群からなるネットワークと、前記第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線及び第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線を有する絶縁変圧器と、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を前記スイッチ群の前記デューティサイクルに関連する大きさの第２のステージの第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の第２のステージと、
前記第２のＤＣ出力信号を、前記溶接プロセス用の溶接出力に変換する第３のステージとを備え、
前記第３のステージが、ＳＴＴ溶接プロセスを実行する回路であることを特徴とする電源。
【請求項２２】
最終ステージが、ＤＣ入力を有するデュアルモードチョッパである複数のステージと、第１の変調電力スイッチ及び極性スイッチを有する第１の極性経路と、第２の変調または電力スイッチ及び極性スイッチを有する第２の極性経路とを有する電源を含むことを特徴とする溶接機。
【請求項２３】
前記チョッパを、前記第１の極性経路と第２の極性経路との間で交互に作動させる第１のモードと、前記チョッパを、前記極性経路のうちの一方のみで作動させる第２のモードとを有するコントローラを含むことを特徴とする請求項２２に記載の溶接機。
【請求項２４】
前記チョッパのための出力リードと、ＭＩＧ溶接ステーションのコンタクトチップと、前記出力リードを前記コンタクトチップに接続する手段とを含むことを特徴とする請求項２２又は２３に記載の溶接機。
【請求項２５】
前記チョッパのための出力リードと、ＴＩＧ溶接ステーションの非消耗電極と、前記出力リードを前記非消耗電極に接続する手段とを含むことを特徴とする請求項２２又は２３に記載の溶接機。
【請求項２６】
前記第１の極性経路の動作と、前記第２の極性経路の動作との間で交互に変化させる第１のモードと、前記第１の極性経路の動作のための第２のモードと、前記第２の極性経路の動作のための第３のモードとを有するコントローラを含むことを特徴とする請求項２２〜２５の何れかに記載の溶接機。
【請求項２７】
前記電源が、
ＡＣ入力と第１のＤＣ出力信号とを有する入力ステージと、
前記第１のＤＣ出力信号に接続された入力と、前記入力を第１の内部高周波ＡＣ信号に変換するために、所定のデューティサイクルによって高周波でスイッチングされるスイッチ群からなるネットワークと、前記第１の内部高周波ＡＣ信号によって駆動される一次巻線及び第２の内部高周波ＡＣ信号を生成する二次巻線を有する絶縁変圧器と、前記第２の内部高周波ＡＣ信号を前記スイッチ群の前記デューティサイクルに関連する大きさの第２のステージの第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とを有する非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の第２のステージと、
前記第２のＤＣ出力信号を、前記溶接プロセス用の溶接出力に変換する第３のステージとを備えることを特徴とする請求項２２〜２６の何れかに記載の溶接機。
【請求項２８】
前記電源の前記第１のステージがＤＣ出力を有し、このＤＣ出力を前記デュアルモードチョッパのＤＣ入力に接続したことを特徴とする請求項２２〜２７の何れかに記載の溶接機。
【請求項２９】
（ａ）被加工物の方へ繰り出す溶接ワイヤからなる電極を設ける工程と、
（ｂ）溶接出力信号を有する電源を設ける工程と、
（ｃ）前記電源に、前記ワイヤと前記被加工物との間で溶接動作を生じさせるための前記溶接出力信号を生成するデュアルモードチョッパ出力ステージを設ける工程とを含むことを特徴とするＭＩＧ溶接の方法。
【請求項３０】
前記電源が３つの独立したステージを有し、中央のステージが非調整型絶縁フルブリッジインバータであることを特徴とする請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
前記溶接出力信号が、ＡＣ信号であることを特徴とする請求項２９又は３０に記載の方法。
【請求項３２】
前記溶接出力信号が、ＤＣ信号であることを特徴とする請求項２９又は３０に記載の方法。
【請求項３３】
（ｄ）前記電極の周り及び前記被加工物上に粒状フラックスを供給する工程を含むことを特徴とする請求項２９〜３２の何れかに記載の方法。
【請求項３４】
前記ＡＣ信号が、正の部分とエネルギまたは大きさが異なる負の部分を有することを特徴とする請求項３１又は３３に記載の方法。
【請求項３５】
前記負の部分の差が前記正の部分よりも大きいことを特徴とする請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
前記電極が、フラックスコア電極であることを特徴とする請求項２９〜３５の何れかに記載の方法。
【請求項３７】
（ａ）被加工物の方へ繰り出す溶接ワイヤを設ける工程と、
（ｂ）溶接出力信号を有する電源を設ける工程と、
（ｃ）３ステージ電源に非調整型ＤＣ／ＤＣコンバータの形の中央ステージを設け、前記溶接ワイヤと前記被加工物との間で溶接動作を生じさせるための前記溶接出力信号を生成する工程と、
を含むことを特徴とするＭＩＧ溶接の方法。
【請求項３８】
前記デューティーサイクルが、調節可能に構成したことを特徴とする請求項１、１１，２１の何れかに記載の電源。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【公開番号】特開２００６−２２３０９２（Ｐ２００６−２２３０９２Ａ）
【公開日】平成１８年８月２４日（２００６．８．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１５７６５（Ｐ２００６−１５７６５）
【出願日】平成１８年１月２５日（２００６．１．２５）
【出願人】（３９９０１１５９７）リンカーン グローバル インコーポレーテッド (24)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年８月２４日（２００６．８．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１月２５日（２００６．１．２５）
【出願人】（３９９０１１５９７）リンカーン グローバル インコーポレーテッド (24)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]