モータ駆動回路
【課題】三角波状に変化する発振電圧の振幅に依存しない周波数でモータを間欠駆動する。
【解決手段】モータ駆動回路は、三角波状に変化する発振電圧の振幅を制御するための振幅制御電圧に応じた電流量の充放電電流でキャパシタを充放電し、キャパシタの充電電圧を発振電圧として出力する三角波生成回路と、モータの回転速度を制御するための速度制御電圧と、三角波生成回路から出力される発振電圧との比較結果に基づいて、速度制御電圧のレベルに応じたデューティー比のパルス信号を生成するパルス信号生成回路と、パルス信号に基づいてモータコイルを間欠駆動する駆動回路とを備える。
【解決手段】モータ駆動回路は、三角波状に変化する発振電圧の振幅を制御するための振幅制御電圧に応じた電流量の充放電電流でキャパシタを充放電し、キャパシタの充電電圧を発振電圧として出力する三角波生成回路と、モータの回転速度を制御するための速度制御電圧と、三角波生成回路から出力される発振電圧との比較結果に基づいて、速度制御電圧のレベルに応じたデューティー比のパルス信号を生成するパルス信号生成回路と、パルス信号に基づいてモータコイルを間欠駆動する駆動回路とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータの回転を制御するモータ駆動回路では、パルス信号を用いてモータコイルを間欠駆動することによりモータの回転速度の調整が行われることがある。例えば、マイコン等から入力される直流の速度制御電圧を三角波状に変化する発振電圧と比較することによって、制御電圧のレベルに応じたデューティー比のパルス信号を生成し、生成されたパルス信号を用いてモータコイルを間欠駆動することがある（例えば、特許文献１）。
【０００３】
ここで、速度制御電圧の変動範囲はマイコン等の仕様によって異なることがあるため、速度制御電圧の変動範囲に合わせて発振電圧の変動範囲を設定可能とする場合がある。一般的に、発振電圧は、キャパシタを定電流で充電してキャパシタの充電電圧が上限レベルに達すると定電流で放電を開始し、キャパシタの充電電圧が下限レベルに達すると定電流で充電を開始することを繰り返すことによって生成される。例えば、図６に示すように、上限レベルをＶ１、下限レベルをＶ２とすれば、破線で示す発振電圧Ｖosc1が得られ、上限レベルをＶ１、下限レベルをＶ３とすれば、実線で示す発振電圧Ｖosc2が得られる。すなわち、速度制御電圧Ｖdの変動範囲をＶ１〜Ｖ２とする場合は発振電圧Ｖosc1を生成し、速度制御電圧Ｖdの変動範囲をＶ１〜Ｖ３とする場合は発振電圧Ｖosc2を生成することとなる。
【特許文献１】特開２００１−３２０８９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、発振電圧の変動範囲、すなわち発振電圧の振幅を変更する場合、充放電時の発振電圧の変化速度が振幅にかかわらず同じであるとすると、発振電圧の周波数は振幅に応じて変化することになる。図６の例において、Ｖ２＝（Ｖ１＋Ｖ３）／２であるとすると、発振電圧Ｖosc1の周波数は発振電圧Ｖosc2の周波数の２倍となる。したがって、発振電圧Ｖosc1と速度制御電圧Ｖdとの比較によって生成されるパルス信号ＰＷＭ１の周波数は、発振電圧Ｖosc2と速度制御電圧Ｖdとの比較によって生成されるパルス信号ＰＷＭ２の周波数の２倍となる。このようにパルス信号のデューティー比が発振電圧の振幅に応じて変化する状況においては、パルス信号の周波数が可聴領域に入ることにより、モータを間欠駆動する際にノイズが発生したり、パルス信号がモータを駆動不能な周波数となってしまったりすることがある。
【０００５】
本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、三角波状に変化する発振電圧の振幅に依存しない周波数でモータを間欠駆動することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明のモータ駆動回路は、三角波状に変化する発振電圧の振幅を制御するための振幅制御電圧に応じた電流量の充放電電流でキャパシタを充放電し、前記キャパシタの充電電圧を前記発振電圧として出力する三角波生成回路と、モータの回転速度を制御するための速度制御電圧と、前記三角波生成回路から出力される前記発振電圧との比較結果に基づいて、前記速度制御電圧のレベルに応じたデューティー比のパルス信号を生成するパルス信号生成回路と、前記パルス信号に基づいてモータコイルを間欠駆動する駆動回路とを備える。
【発明の効果】
【０００７】
三角波状に変化する発振電圧の振幅に依存しない周波数でモータを間欠駆動することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
図１は、本発明の一実施形態であるモータ駆動回路の構成を示す図である。モータ駆動回路１０は、例えば、ノート型パーソナルコンピュータ等の電子機器において、プロセッサ等の発熱部品（被冷却装置）を冷却するためのファンモータに組み込まれており、冷却用のファンを回転させるためのモータを駆動するために用いられる。
【０００９】
本実施形態のモータ駆動回路１０は単相のファンモータを駆動する回路であり、三角波生成回路２０、コンパレータ２２、駆動回路２４、及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６〜２９を含んで構成されており、マイコン等から入力される制御電圧Ｖdのレベルに応じてモータコイルＬの駆動周波数を調整することにより、モータの回転速度を制御することができる。また、ホール素子３５は、端子Ｈ１，Ｈ２を介してモータ駆動回路１０と接続されており、モータの回転位置に応じて正弦波状に変化する、互いに逆相の信号Ｖh1，Ｖh2を出力する。
【００１０】
三角波生成回路２０は、端子Ｔpを介して印加される振幅制御電圧Ｖpに応じた振幅を有する、所定周波数で三角波状に変化する発振電圧Ｖoscを生成する。
【００１１】
コンパレータ２２（パルス信号生成回路）は、発振電圧Ｖoscと、端子Ｔdを介して印加される、モータの回転速度を制御するための速度制御電圧Ｖdとを比較することにより、速度制御電圧Ｖdのレベルに応じたデューティー比のパルス信号ＰＷＭを出力する。本実施形態では、速度制御電圧Ｖdが発振電圧Ｖoscより高い場合にパルス信号ＰＷＭがＨレベルとなり、速度制御電圧Ｖdが発振電圧Ｖoscより低い場合にパルス信号ＰＷＭがＬレベルとなることとする。したがって、速度制御電圧Ｖdを発振電圧Ｖoscの下限から上限に変化させるに従って、パルス信号ＰＷＭにおけるＨレベルのデューティー比が０％から１００％に変化していくことになる。
【００１２】
駆動回路２４は、ホール素子３５からの信号Ｖh1，Ｖh2に基づいて、モータが所望の方向に回転するよう、モータの回転位置に応じてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６〜２９を適宜オンオフする。例えば、駆動回路２４がＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６，２９をオン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２７，２８をオフとすることにより、モータコイルＬには端子Ｔ１から端子Ｔ２の方向に電流が流れることとなる。一方、例えば、駆動回路２４がＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２７，２８をオン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６，２９をオフとすることにより、モータコイルＬには端子Ｔ２から端子Ｔ１の方向に電流が流れることとなる。
【００１３】
また、駆動回路２４は、パルス信号ＰＷＭに基づいてモータコイルＬを間欠駆動することができる。例えば、駆動回路２４は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６，２９をオン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２７，２８をオフとする場合において、パルス信号ＰＷＭがＨレベルの期間はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６をオン、パルス信号ＰＷＭがＬレベルの期間はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６をオフとすることができる。すなわち、パルス信号ＰＷＭのデューティー比に応じてモータコイルＬが間欠駆動されることとなり、モータの回転速度もパルス信号ＰＷＭのデューティー比に応じたものとなる。
【００１４】
図２は、三角波生成回路２０の構成例を示す図である。三角波生成回路２０は、オペアンプ４０、ＰＮＰトランジスタ４２〜４５、ＮＰＮトランジスタ４７〜４９、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２（スイッチ回路）、基準電源５４、ダイオード５６、コンパレータ５８（比較回路）、インバータ６０、抵抗Ｒ１、及び抵抗Ｒ２（電圧生成回路）を含んで構成されている。
【００１５】
オペアンプ４０は、ＮＰＮトランジスタ４７のエミッタの電圧が速度制御電圧Ｖpと等しくなるようにＮＰＮトランジスタ４７を制御する。これにより、抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ１とすると、ＰＮＰトランジスタ４２、ＮＰＮトランジスタ４７、及び抵抗Ｒ１には、Ｖp／Ｒ１の電流が流れることとなる。また、ＰＮＰトランジスタ４２〜４５は同一サイズの電流ミラー回路を構成しており、ＰＮＰトランジスタ４３〜４５にもＶp／Ｒ１の電流が流れることとなる。すなわち、オペアンプ４０、ＮＰＮトランジスタ４７、抵抗Ｒ１、及びＰＮＰトランジスタ４２〜４５により構成される回路が本発明の電流生成回路に相当する。
【００１６】
ＮＰＮトランジスタ４８，４９は、サイズ比が１：２の電流ミラー回路を構成している。そして、ＮＰＮトランジスタ４８のコレクタが、ＰＮＰトランジスタ４３のコレクタと接続されるとともに、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１のドレインと接続され、ＮＰＮトランジスタ４９のコレクタが、ＰＮＰトランジスタ４４のコレクタと接続されるとともに、端子ＴＣを介してキャパシタＣと接続されている。したがって、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１がオンの場合は、ＰＮＰトランジスタ４４から出力されるＶp／Ｒ１の電流がキャパシタＣに流れ込んでキャパシタＣが充電され、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１がオフの場合は、ＮＰＮトランジスタ４９に２×Ｖp／Ｒ１の電流を流す必要があるため、Ｖp／Ｒ１の電流がキャパシタＣからＮＰＮトランジスタ４９に流れ出してキャパシタＣが放電されることとなる。そして、キャパシタＣの充電電圧が発振電圧Ｖoscとなる。なお、ＮＰＮトランジスタ４８，４９及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１により構成される回路が本発明の充放電回路に相当する。
【００１７】
抵抗Ｒ２の一端には基準電源５４から出力される基準電圧Ｖrefが印加され、抵抗Ｒ２の他端はダイオード５６のカソードと接続されている。また、ダイオード５６のアノードはＰＮＰトランジスタ４５のコレクタと接続されるとともに、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２のドレインと接続されている。したがって、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオンの場合は抵抗Ｒ２に電流が流れず、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオフの場合は抵抗Ｒ２にＶp／Ｒ１の電流が流れることとなる。つまり、ダイオード５６及び抵抗Ｒ２の接続点に発生する比較電圧Ｖcmpは、抵抗Ｒ２の抵抗値をＲ２とすると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオンの場合はＶref（第１レベル）となり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオフの場合はＶref＋（Ｒ２／Ｒ１）Ｖp（第２レベル）となる。なお、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２、基準電源５４、ダイオード５６、及び抵抗Ｒ２により構成される回路が本発明の比較電圧制御回路に相当する。また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２及びダイオード５６により構成される回路が本発明の比較電圧出力回路に相当する。
【００１８】
図３は、三角波生成回路２０の動作の一例を示す波形図である。初期状態では、コンパレータ５８の出力信号がＬレベルであることとする。このとき、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオフであるため、比較電圧ＶcmpはＶref＋（Ｒ２／Ｒ１）Ｖpとなっている。そして、コンパレータ５８の出力信号がインバータ６０で反転されてＨレベルとなるため、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１がオンとなっており、キャパシタＣはＶp／Ｒ１の電流で充電されていく。
【００１９】
キャパシタＣが充電されて発振電圧ＶoscがＶref＋（Ｒ２／Ｒ１）Ｖpに達すると、コンパレータ５８の出力信号がＨレベルとなる。これにより、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオンとなって比較電圧ＶcmpがＶrefに変化するとともに、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１がオフとなってキャパシタＣがＶp／Ｒ１の電流で放電されていく。
【００２０】
キャパシタＣが放電されて発振電圧ＶoscがＶrefに達すると、コンパレータ５８の出力信号がＬレベルとなり、再び、キャパシタＣの充電が開始される。このようにキャパシタＣがＶp／Ｒ１の電流で充放電されることにより、発振電圧Ｖoscは下限をＶref、上限をＶref＋（Ｒ２／Ｒ１）Ｖpとして発振することになる。つまり、発振電圧Ｖoscの振幅は（Ｒ２／Ｒ１）Ｖpとなり、振幅制御電圧Ｖpに応じて変化することとなる。
【００２１】
ここで、発振電圧Ｖoscの周期をＴ、キャパシタＣの容量をＣ１とすると、Ｔ＝ＣＶ／Ｉ＝｛Ｃ１×２（Ｒ２／Ｒ１）Ｖp｝／（Ｖp／Ｒ１）＝２Ｃ１×Ｒ２となる。したがって、発振電圧Ｖoscの周期は一定となる。つまり、発振電圧Ｖoscは振幅によらず一定の周波数を有することとなる。
【００２２】
図４は、発振電圧Ｖoscの振幅を変化させた場合のパルス信号ＰＷＭの一例を示す図である。Ｖosc1は、振幅制御電圧ＶpをＶp1とした場合の発振電圧Ｖoscの波形であり、Ｖosc2は、振幅制御電圧ＶpをＶp2（＝Ｖp1／２）とした場合の発振電圧Ｖoscの波形である。ここで、発振電圧Ｖoscの振幅は（Ｒ２／Ｒ１）Ｖpであるため、Ｖosc1の振幅はＶosc2の振幅の２倍となっている。ただし、発振電圧Ｖoscの周波数は振幅によらず一定であるため、発振電圧Ｖosc1，Ｖosc2の周波数は同じである。したがって、発振電圧Ｖosc1，Ｖosc2と速度制御電圧Ｖdとの比較によって生成されるパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の周波数も、発振電圧Ｖosc1，Ｖosc2の振幅によらず同じとなる。
【００２３】
以上、本実施形態のモータ駆動回路１０について説明した。モータ駆動回路１０によれば、振幅制御電圧Ｖpに応じた電流量（Ｖp／Ｒ１）の充放電電流でキャパシタＣが充放電される。つまり、発振電圧Ｖoscの振幅変化に比例して充放電電流も変化するため、発振電圧Ｖoscは振幅によらず一定の周期となる。したがって、パルス信号ＰＷＭの周波数も一定となり、発振電圧Ｖoscの振幅に依存しない周波数でモータを間欠駆動することができる。そのため、モータを間欠駆動する際にノイズが発生したり、パルス信号ＰＷＭがモータを駆動不能な周波数となってしまったりすることを防ぐことができる。
【００２４】
このような発振電圧Ｖoscを生成する三角波発生回路２０は、図２に例示するように、振幅制御電圧Ｖpに応じた充放電電流を生成する電流生成回路と、キャパシタの充電電圧と比較電圧Ｖcmpとを比較するコンパレータ５８と、コンパレータ５８の出力信号に応じてキャパシタＣを充放電する充放電回路と、コンパレータ５８の出力信号に応じて比較電圧Ｖcmpを制御する比較電圧制御回路を含んで構成することができる。
【００２５】
また、図２に例示するように、比較電圧Ｖcmpを制御する比較電圧制御回路は、基準電源５４、充放電電流に応じた電圧を出力する電圧生成回路、コンパレータ５８の出力信号に応じた比較電圧Ｖcmpを出力する比較電圧出力回路を含んで構成することができる。
【００２６】
また、図２に例示するように、充放電電流に応じた電圧を出力する電圧生成回路は抵抗Ｒ２により構成することができる。また、図２に例示するように、コンパレータ５８の出力信号に応じた比較電圧Ｖcmpを出力する比較電圧出力回路は、アノードに充放電電流が流れ込み、カソードが抵抗Ｒ２と接続されるダイオード５６と、抵抗Ｒ２への充放電電流の流れ込みを制御するＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２により構成することができる。
【００２７】
なお、上記実施形態は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。例えば、本実施形態では、モータ駆動回路１０を単相のファンモータの駆動用としたが、駆動対象のモータはファンモータに限られず、相数についても単相に限られない。
【００２８】
また、図１においては、モータコイルＬの駆動電圧Ｖddが固定レベルであることとしたが、図５に示すように、駆動電圧Ｖddがマイコン等からの制御によってモータの目標回転速度に応じて変動することとしてもよい。そして、例えば抵抗Ｒ３，Ｒ４（制御電圧生成回路）を用いて、駆動電圧Ｖddに応じた速度制御電圧Ｖdを生成することとしてもよい。これにより、パルス信号ＰＷＭのデューティー比が駆動電圧Ｖddに応じて変化するため、駆動電圧Ｖddのみを制御する場合や、駆動電圧Ｖddを固定としてパルス信号ＰＷＭのデューティー比のみを制御する場合と比較して、モータの回転速度の制御範囲を広くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の一実施形態であるモータ駆動回路の構成を示す図である。
【図２】三角波生成回路の構成例を示す図である。
【図３】三角波生成回路の動作の一例を示す波形図である。
【図４】発振電圧の振幅を変化させた場合のパルス信号の一例を示す波形図である。
【図５】駆動電圧及び速度制御電圧を連動させる場合の一例を示す図である。
【図６】発振電圧の振幅変動に応じたパルス信号の変化の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００３０】
１０ モータ駆動回路
２０ 三角波生成回路
２２ コンパレータ
２４ 駆動回路
２６〜２９ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
３５ ホール素子
４０ オペアンプ
４２〜４５ ＰＮＰトランジスタ
４７〜４９ ＮＰＮトランジスタ
５１，５２ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
５４ 基準電源
５６ ダイオード
５８ コンパレータ
６０ インバータ
Ｌ モータコイル
Ｃ キャパシタ
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータの回転を制御するモータ駆動回路では、パルス信号を用いてモータコイルを間欠駆動することによりモータの回転速度の調整が行われることがある。例えば、マイコン等から入力される直流の速度制御電圧を三角波状に変化する発振電圧と比較することによって、制御電圧のレベルに応じたデューティー比のパルス信号を生成し、生成されたパルス信号を用いてモータコイルを間欠駆動することがある（例えば、特許文献１）。
【０００３】
ここで、速度制御電圧の変動範囲はマイコン等の仕様によって異なることがあるため、速度制御電圧の変動範囲に合わせて発振電圧の変動範囲を設定可能とする場合がある。一般的に、発振電圧は、キャパシタを定電流で充電してキャパシタの充電電圧が上限レベルに達すると定電流で放電を開始し、キャパシタの充電電圧が下限レベルに達すると定電流で充電を開始することを繰り返すことによって生成される。例えば、図６に示すように、上限レベルをＶ１、下限レベルをＶ２とすれば、破線で示す発振電圧Ｖosc1が得られ、上限レベルをＶ１、下限レベルをＶ３とすれば、実線で示す発振電圧Ｖosc2が得られる。すなわち、速度制御電圧Ｖdの変動範囲をＶ１〜Ｖ２とする場合は発振電圧Ｖosc1を生成し、速度制御電圧Ｖdの変動範囲をＶ１〜Ｖ３とする場合は発振電圧Ｖosc2を生成することとなる。
【特許文献１】特開２００１−３２０８９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、発振電圧の変動範囲、すなわち発振電圧の振幅を変更する場合、充放電時の発振電圧の変化速度が振幅にかかわらず同じであるとすると、発振電圧の周波数は振幅に応じて変化することになる。図６の例において、Ｖ２＝（Ｖ１＋Ｖ３）／２であるとすると、発振電圧Ｖosc1の周波数は発振電圧Ｖosc2の周波数の２倍となる。したがって、発振電圧Ｖosc1と速度制御電圧Ｖdとの比較によって生成されるパルス信号ＰＷＭ１の周波数は、発振電圧Ｖosc2と速度制御電圧Ｖdとの比較によって生成されるパルス信号ＰＷＭ２の周波数の２倍となる。このようにパルス信号のデューティー比が発振電圧の振幅に応じて変化する状況においては、パルス信号の周波数が可聴領域に入ることにより、モータを間欠駆動する際にノイズが発生したり、パルス信号がモータを駆動不能な周波数となってしまったりすることがある。
【０００５】
本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、三角波状に変化する発振電圧の振幅に依存しない周波数でモータを間欠駆動することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明のモータ駆動回路は、三角波状に変化する発振電圧の振幅を制御するための振幅制御電圧に応じた電流量の充放電電流でキャパシタを充放電し、前記キャパシタの充電電圧を前記発振電圧として出力する三角波生成回路と、モータの回転速度を制御するための速度制御電圧と、前記三角波生成回路から出力される前記発振電圧との比較結果に基づいて、前記速度制御電圧のレベルに応じたデューティー比のパルス信号を生成するパルス信号生成回路と、前記パルス信号に基づいてモータコイルを間欠駆動する駆動回路とを備える。
【発明の効果】
【０００７】
三角波状に変化する発振電圧の振幅に依存しない周波数でモータを間欠駆動することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
図１は、本発明の一実施形態であるモータ駆動回路の構成を示す図である。モータ駆動回路１０は、例えば、ノート型パーソナルコンピュータ等の電子機器において、プロセッサ等の発熱部品（被冷却装置）を冷却するためのファンモータに組み込まれており、冷却用のファンを回転させるためのモータを駆動するために用いられる。
【０００９】
本実施形態のモータ駆動回路１０は単相のファンモータを駆動する回路であり、三角波生成回路２０、コンパレータ２２、駆動回路２４、及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６〜２９を含んで構成されており、マイコン等から入力される制御電圧Ｖdのレベルに応じてモータコイルＬの駆動周波数を調整することにより、モータの回転速度を制御することができる。また、ホール素子３５は、端子Ｈ１，Ｈ２を介してモータ駆動回路１０と接続されており、モータの回転位置に応じて正弦波状に変化する、互いに逆相の信号Ｖh1，Ｖh2を出力する。
【００１０】
三角波生成回路２０は、端子Ｔpを介して印加される振幅制御電圧Ｖpに応じた振幅を有する、所定周波数で三角波状に変化する発振電圧Ｖoscを生成する。
【００１１】
コンパレータ２２（パルス信号生成回路）は、発振電圧Ｖoscと、端子Ｔdを介して印加される、モータの回転速度を制御するための速度制御電圧Ｖdとを比較することにより、速度制御電圧Ｖdのレベルに応じたデューティー比のパルス信号ＰＷＭを出力する。本実施形態では、速度制御電圧Ｖdが発振電圧Ｖoscより高い場合にパルス信号ＰＷＭがＨレベルとなり、速度制御電圧Ｖdが発振電圧Ｖoscより低い場合にパルス信号ＰＷＭがＬレベルとなることとする。したがって、速度制御電圧Ｖdを発振電圧Ｖoscの下限から上限に変化させるに従って、パルス信号ＰＷＭにおけるＨレベルのデューティー比が０％から１００％に変化していくことになる。
【００１２】
駆動回路２４は、ホール素子３５からの信号Ｖh1，Ｖh2に基づいて、モータが所望の方向に回転するよう、モータの回転位置に応じてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６〜２９を適宜オンオフする。例えば、駆動回路２４がＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６，２９をオン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２７，２８をオフとすることにより、モータコイルＬには端子Ｔ１から端子Ｔ２の方向に電流が流れることとなる。一方、例えば、駆動回路２４がＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２７，２８をオン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６，２９をオフとすることにより、モータコイルＬには端子Ｔ２から端子Ｔ１の方向に電流が流れることとなる。
【００１３】
また、駆動回路２４は、パルス信号ＰＷＭに基づいてモータコイルＬを間欠駆動することができる。例えば、駆動回路２４は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６，２９をオン、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２７，２８をオフとする場合において、パルス信号ＰＷＭがＨレベルの期間はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６をオン、パルス信号ＰＷＭがＬレベルの期間はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２６をオフとすることができる。すなわち、パルス信号ＰＷＭのデューティー比に応じてモータコイルＬが間欠駆動されることとなり、モータの回転速度もパルス信号ＰＷＭのデューティー比に応じたものとなる。
【００１４】
図２は、三角波生成回路２０の構成例を示す図である。三角波生成回路２０は、オペアンプ４０、ＰＮＰトランジスタ４２〜４５、ＮＰＮトランジスタ４７〜４９、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２（スイッチ回路）、基準電源５４、ダイオード５６、コンパレータ５８（比較回路）、インバータ６０、抵抗Ｒ１、及び抵抗Ｒ２（電圧生成回路）を含んで構成されている。
【００１５】
オペアンプ４０は、ＮＰＮトランジスタ４７のエミッタの電圧が速度制御電圧Ｖpと等しくなるようにＮＰＮトランジスタ４７を制御する。これにより、抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ１とすると、ＰＮＰトランジスタ４２、ＮＰＮトランジスタ４７、及び抵抗Ｒ１には、Ｖp／Ｒ１の電流が流れることとなる。また、ＰＮＰトランジスタ４２〜４５は同一サイズの電流ミラー回路を構成しており、ＰＮＰトランジスタ４３〜４５にもＶp／Ｒ１の電流が流れることとなる。すなわち、オペアンプ４０、ＮＰＮトランジスタ４７、抵抗Ｒ１、及びＰＮＰトランジスタ４２〜４５により構成される回路が本発明の電流生成回路に相当する。
【００１６】
ＮＰＮトランジスタ４８，４９は、サイズ比が１：２の電流ミラー回路を構成している。そして、ＮＰＮトランジスタ４８のコレクタが、ＰＮＰトランジスタ４３のコレクタと接続されるとともに、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１のドレインと接続され、ＮＰＮトランジスタ４９のコレクタが、ＰＮＰトランジスタ４４のコレクタと接続されるとともに、端子ＴＣを介してキャパシタＣと接続されている。したがって、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１がオンの場合は、ＰＮＰトランジスタ４４から出力されるＶp／Ｒ１の電流がキャパシタＣに流れ込んでキャパシタＣが充電され、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１がオフの場合は、ＮＰＮトランジスタ４９に２×Ｖp／Ｒ１の電流を流す必要があるため、Ｖp／Ｒ１の電流がキャパシタＣからＮＰＮトランジスタ４９に流れ出してキャパシタＣが放電されることとなる。そして、キャパシタＣの充電電圧が発振電圧Ｖoscとなる。なお、ＮＰＮトランジスタ４８，４９及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１により構成される回路が本発明の充放電回路に相当する。
【００１７】
抵抗Ｒ２の一端には基準電源５４から出力される基準電圧Ｖrefが印加され、抵抗Ｒ２の他端はダイオード５６のカソードと接続されている。また、ダイオード５６のアノードはＰＮＰトランジスタ４５のコレクタと接続されるとともに、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２のドレインと接続されている。したがって、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオンの場合は抵抗Ｒ２に電流が流れず、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオフの場合は抵抗Ｒ２にＶp／Ｒ１の電流が流れることとなる。つまり、ダイオード５６及び抵抗Ｒ２の接続点に発生する比較電圧Ｖcmpは、抵抗Ｒ２の抵抗値をＲ２とすると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオンの場合はＶref（第１レベル）となり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオフの場合はＶref＋（Ｒ２／Ｒ１）Ｖp（第２レベル）となる。なお、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２、基準電源５４、ダイオード５６、及び抵抗Ｒ２により構成される回路が本発明の比較電圧制御回路に相当する。また、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２及びダイオード５６により構成される回路が本発明の比較電圧出力回路に相当する。
【００１８】
図３は、三角波生成回路２０の動作の一例を示す波形図である。初期状態では、コンパレータ５８の出力信号がＬレベルであることとする。このとき、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオフであるため、比較電圧ＶcmpはＶref＋（Ｒ２／Ｒ１）Ｖpとなっている。そして、コンパレータ５８の出力信号がインバータ６０で反転されてＨレベルとなるため、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１がオンとなっており、キャパシタＣはＶp／Ｒ１の電流で充電されていく。
【００１９】
キャパシタＣが充電されて発振電圧ＶoscがＶref＋（Ｒ２／Ｒ１）Ｖpに達すると、コンパレータ５８の出力信号がＨレベルとなる。これにより、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２がオンとなって比較電圧ＶcmpがＶrefに変化するとともに、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１がオフとなってキャパシタＣがＶp／Ｒ１の電流で放電されていく。
【００２０】
キャパシタＣが放電されて発振電圧ＶoscがＶrefに達すると、コンパレータ５８の出力信号がＬレベルとなり、再び、キャパシタＣの充電が開始される。このようにキャパシタＣがＶp／Ｒ１の電流で充放電されることにより、発振電圧Ｖoscは下限をＶref、上限をＶref＋（Ｒ２／Ｒ１）Ｖpとして発振することになる。つまり、発振電圧Ｖoscの振幅は（Ｒ２／Ｒ１）Ｖpとなり、振幅制御電圧Ｖpに応じて変化することとなる。
【００２１】
ここで、発振電圧Ｖoscの周期をＴ、キャパシタＣの容量をＣ１とすると、Ｔ＝ＣＶ／Ｉ＝｛Ｃ１×２（Ｒ２／Ｒ１）Ｖp｝／（Ｖp／Ｒ１）＝２Ｃ１×Ｒ２となる。したがって、発振電圧Ｖoscの周期は一定となる。つまり、発振電圧Ｖoscは振幅によらず一定の周波数を有することとなる。
【００２２】
図４は、発振電圧Ｖoscの振幅を変化させた場合のパルス信号ＰＷＭの一例を示す図である。Ｖosc1は、振幅制御電圧ＶpをＶp1とした場合の発振電圧Ｖoscの波形であり、Ｖosc2は、振幅制御電圧ＶpをＶp2（＝Ｖp1／２）とした場合の発振電圧Ｖoscの波形である。ここで、発振電圧Ｖoscの振幅は（Ｒ２／Ｒ１）Ｖpであるため、Ｖosc1の振幅はＶosc2の振幅の２倍となっている。ただし、発振電圧Ｖoscの周波数は振幅によらず一定であるため、発振電圧Ｖosc1，Ｖosc2の周波数は同じである。したがって、発振電圧Ｖosc1，Ｖosc2と速度制御電圧Ｖdとの比較によって生成されるパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の周波数も、発振電圧Ｖosc1，Ｖosc2の振幅によらず同じとなる。
【００２３】
以上、本実施形態のモータ駆動回路１０について説明した。モータ駆動回路１０によれば、振幅制御電圧Ｖpに応じた電流量（Ｖp／Ｒ１）の充放電電流でキャパシタＣが充放電される。つまり、発振電圧Ｖoscの振幅変化に比例して充放電電流も変化するため、発振電圧Ｖoscは振幅によらず一定の周期となる。したがって、パルス信号ＰＷＭの周波数も一定となり、発振電圧Ｖoscの振幅に依存しない周波数でモータを間欠駆動することができる。そのため、モータを間欠駆動する際にノイズが発生したり、パルス信号ＰＷＭがモータを駆動不能な周波数となってしまったりすることを防ぐことができる。
【００２４】
このような発振電圧Ｖoscを生成する三角波発生回路２０は、図２に例示するように、振幅制御電圧Ｖpに応じた充放電電流を生成する電流生成回路と、キャパシタの充電電圧と比較電圧Ｖcmpとを比較するコンパレータ５８と、コンパレータ５８の出力信号に応じてキャパシタＣを充放電する充放電回路と、コンパレータ５８の出力信号に応じて比較電圧Ｖcmpを制御する比較電圧制御回路を含んで構成することができる。
【００２５】
また、図２に例示するように、比較電圧Ｖcmpを制御する比較電圧制御回路は、基準電源５４、充放電電流に応じた電圧を出力する電圧生成回路、コンパレータ５８の出力信号に応じた比較電圧Ｖcmpを出力する比較電圧出力回路を含んで構成することができる。
【００２６】
また、図２に例示するように、充放電電流に応じた電圧を出力する電圧生成回路は抵抗Ｒ２により構成することができる。また、図２に例示するように、コンパレータ５８の出力信号に応じた比較電圧Ｖcmpを出力する比較電圧出力回路は、アノードに充放電電流が流れ込み、カソードが抵抗Ｒ２と接続されるダイオード５６と、抵抗Ｒ２への充放電電流の流れ込みを制御するＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５２により構成することができる。
【００２７】
なお、上記実施形態は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。例えば、本実施形態では、モータ駆動回路１０を単相のファンモータの駆動用としたが、駆動対象のモータはファンモータに限られず、相数についても単相に限られない。
【００２８】
また、図１においては、モータコイルＬの駆動電圧Ｖddが固定レベルであることとしたが、図５に示すように、駆動電圧Ｖddがマイコン等からの制御によってモータの目標回転速度に応じて変動することとしてもよい。そして、例えば抵抗Ｒ３，Ｒ４（制御電圧生成回路）を用いて、駆動電圧Ｖddに応じた速度制御電圧Ｖdを生成することとしてもよい。これにより、パルス信号ＰＷＭのデューティー比が駆動電圧Ｖddに応じて変化するため、駆動電圧Ｖddのみを制御する場合や、駆動電圧Ｖddを固定としてパルス信号ＰＷＭのデューティー比のみを制御する場合と比較して、モータの回転速度の制御範囲を広くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の一実施形態であるモータ駆動回路の構成を示す図である。
【図２】三角波生成回路の構成例を示す図である。
【図３】三角波生成回路の動作の一例を示す波形図である。
【図４】発振電圧の振幅を変化させた場合のパルス信号の一例を示す波形図である。
【図５】駆動電圧及び速度制御電圧を連動させる場合の一例を示す図である。
【図６】発振電圧の振幅変動に応じたパルス信号の変化の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００３０】
１０ モータ駆動回路
２０ 三角波生成回路
２２ コンパレータ
２４ 駆動回路
２６〜２９ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
３５ ホール素子
４０ オペアンプ
４２〜４５ ＰＮＰトランジスタ
４７〜４９ ＮＰＮトランジスタ
５１，５２ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
５４ 基準電源
５６ ダイオード
５８ コンパレータ
６０ インバータ
Ｌ モータコイル
Ｃ キャパシタ
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三角波状に変化する発振電圧の振幅を制御するための振幅制御電圧に応じた電流量の充放電電流でキャパシタを充放電し、前記キャパシタの充電電圧を前記発振電圧として出力する三角波生成回路と、
モータの回転速度を制御するための速度制御電圧と、前記三角波生成回路から出力される前記発振電圧との比較結果に基づいて、前記速度制御電圧のレベルに応じたデューティー比のパルス信号を生成するパルス信号生成回路と、
前記パルス信号に基づいてモータコイルを間欠駆動する駆動回路と、
を備えることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ駆動回路であって、
前記三角波生成回路は、
前記振幅制御電圧に応じた電流量の前記充放電電流を生成する電流生成回路と、
前記充電電圧と比較電圧との比較結果を出力する比較回路と、
前記比較結果に基づいて、前記充電電圧が前記比較電圧より高くなると前記充放電電流によって前記キャパシタを放電し、前記充電電圧が前記比較電圧より低くなると前記充放電電流によって前記キャパシタを充電する充放電回路と、
前記比較結果に基づいて、前記充電電圧が前記比較電圧より高くなると前記比較電圧を第１レベルに変更し、前記充電電圧が前記比較電圧より低くなると前記第１レベルに対して前記振幅制御電圧に応じた差を有し、前記第１レベルより高い第２レベルに前記比較電圧を変更する比較電圧制御回路と、
を含んで構成されることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項３】
請求項２に記載のモータ駆動回路であって、
前記比較電圧制御回路は、
所定レベルの基準電圧を出力する基準電源と、
前記充放電電流に応じた電圧を出力する電圧生成回路と、
前記比較結果に基づいて、前記充電電圧が前記比較電圧より高くなると前記基準電圧を前記第１レベルの前記比較電圧として出力し、前記充電電圧が前記比較電圧より低くなると前記基準電圧に前記電圧生成回路から出力される前記電圧を加えた電圧を前記第２レベルの前記比較電圧として出力する比較電圧出力回路と、
を含んで構成されることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項４】
請求項３に記載のモータ駆動回路であって、
前記電圧生成回路は、
一端が前記基準電源と接続される抵抗であり、
前記比較電圧出力回路は、
アノードに前記充放電電流が流れ込み、カソードが前記抵抗の他端と接続されるダイオードと、
一端が前記ダイオードのアノードと接続され、他端に前記基準電圧より低い電圧が印加され、前記比較結果に基づいて、前記充電電圧が前記比較電圧より高くなるとオンとなり、前記充電電圧が前記比較電圧より低くなるとオフとなるスイッチ回路と、
を含んで構成されることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか一項に記載のモータ駆動回路であって、
前記モータコイルに印加されるモータの目標回転速度に応じた駆動電圧に応じて、前記制御電圧を変化させる制御電圧生成回路を、
更に備えることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項１】
三角波状に変化する発振電圧の振幅を制御するための振幅制御電圧に応じた電流量の充放電電流でキャパシタを充放電し、前記キャパシタの充電電圧を前記発振電圧として出力する三角波生成回路と、
モータの回転速度を制御するための速度制御電圧と、前記三角波生成回路から出力される前記発振電圧との比較結果に基づいて、前記速度制御電圧のレベルに応じたデューティー比のパルス信号を生成するパルス信号生成回路と、
前記パルス信号に基づいてモータコイルを間欠駆動する駆動回路と、
を備えることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ駆動回路であって、
前記三角波生成回路は、
前記振幅制御電圧に応じた電流量の前記充放電電流を生成する電流生成回路と、
前記充電電圧と比較電圧との比較結果を出力する比較回路と、
前記比較結果に基づいて、前記充電電圧が前記比較電圧より高くなると前記充放電電流によって前記キャパシタを放電し、前記充電電圧が前記比較電圧より低くなると前記充放電電流によって前記キャパシタを充電する充放電回路と、
前記比較結果に基づいて、前記充電電圧が前記比較電圧より高くなると前記比較電圧を第１レベルに変更し、前記充電電圧が前記比較電圧より低くなると前記第１レベルに対して前記振幅制御電圧に応じた差を有し、前記第１レベルより高い第２レベルに前記比較電圧を変更する比較電圧制御回路と、
を含んで構成されることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項３】
請求項２に記載のモータ駆動回路であって、
前記比較電圧制御回路は、
所定レベルの基準電圧を出力する基準電源と、
前記充放電電流に応じた電圧を出力する電圧生成回路と、
前記比較結果に基づいて、前記充電電圧が前記比較電圧より高くなると前記基準電圧を前記第１レベルの前記比較電圧として出力し、前記充電電圧が前記比較電圧より低くなると前記基準電圧に前記電圧生成回路から出力される前記電圧を加えた電圧を前記第２レベルの前記比較電圧として出力する比較電圧出力回路と、
を含んで構成されることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項４】
請求項３に記載のモータ駆動回路であって、
前記電圧生成回路は、
一端が前記基準電源と接続される抵抗であり、
前記比較電圧出力回路は、
アノードに前記充放電電流が流れ込み、カソードが前記抵抗の他端と接続されるダイオードと、
一端が前記ダイオードのアノードと接続され、他端に前記基準電圧より低い電圧が印加され、前記比較結果に基づいて、前記充電電圧が前記比較電圧より高くなるとオンとなり、前記充電電圧が前記比較電圧より低くなるとオフとなるスイッチ回路と、
を含んで構成されることを特徴とするモータ駆動回路。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか一項に記載のモータ駆動回路であって、
前記モータコイルに印加されるモータの目標回転速度に応じた駆動電圧に応じて、前記制御電圧を変化させる制御電圧生成回路を、
更に備えることを特徴とするモータ駆動回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２００９−２４００８９（Ｐ２００９−２４００８９Ａ）
【公開日】平成２１年１０月１５日（２００９．１０．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−８４２１３（Ｐ２００８−８４２１３）
【出願日】平成２０年３月２７日（２００８．３．２７）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【出願人】（５０６２２７８８４）三洋半導体株式会社 (1,155)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１０月１５日（２００９．１０．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年３月２７日（２００８．３．２７）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【出願人】（５０６２２７８８４）三洋半導体株式会社 (1,155)
【Ｆターム（参考）】
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