回転電機制御システム
【課題】回転電機制御システムにおいて、電流センサの検出電流値に誤差が重畳している場合でも、過電流及び過電圧の発生を有効に防止することである。
【解決手段】回転電機制御システム１０は、回転電機であるモータジェネレータＭＧ２と、リアクトル２０を含むＤＣ／ＤＣコンバータ１４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４に接続された平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、正弦波ＰＷＭ制御方式または過変調制御方式または矩形波制御方式でインバータを制御する制御部１８とを含む。制御部１８は、正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時に、ＬＣ共振回路の共振周波数領域の周波数とモータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときに、インバータ１６の入力電圧ＶＨを低下させ、インバータ１６の制御方式を正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替える電圧低下制御部３０を有する。
【解決手段】回転電機制御システム１０は、回転電機であるモータジェネレータＭＧ２と、リアクトル２０を含むＤＣ／ＤＣコンバータ１４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４に接続された平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、正弦波ＰＷＭ制御方式または過変調制御方式または矩形波制御方式でインバータを制御する制御部１８とを含む。制御部１８は、正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時に、ＬＣ共振回路の共振周波数領域の周波数とモータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときに、インバータ１６の入力電圧ＶＨを低下させ、インバータ１６の制御方式を正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替える電圧低下制御部３０を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転電機制御システムに係り、回転電機を駆動する駆動回路と、変調率に応じて駆動回路の制御方式を切り換える制御部とを備える回転電機制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
モータや発電機として使用される回転電機の制御方法として、正弦波ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御モードと、過変調制御モードと、矩形波制御モードとを使い分けることが知られている。なお、過変調制御モードは、過変調ＰＷＭ制御モードと呼ぶこともある。
【０００３】
例えば、特許文献１には、電動機駆動制御装置であって、モータの目標動作点が昇圧コンバータで共振が発生するときのモータの動作点を含む所定の共振域に含まれるときに、インバータ側の電圧がバッテリ側の電圧よりも高くなるように、昇圧コンバータを制御するとともに、正弦波ＰＷＭ制御方式を用いてインバータを制御することが記載されている。この構成は、昇圧コンバータのリアクトルと昇圧コンバータに接続された平滑コンデンサとにより共振回路が構成され、モータの動作点が所定領域に入った際に、電圧や電流の共振が発生し、昇圧コンバータや平滑コンデンサに過大な電圧や電流が印加されるのを防止することを目的とするとされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−２２５６３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、上記のように正弦波ＰＷＭ制御方式を用いてインバータを制御する場合に、センサの製品ばらつき等により、回転電機であるモータの電流センサの検出電流値にオフセット誤差が重畳する可能性がある。この場合、電流センサの検出値を正として制御が行われるため、実電流であるｄ軸電流及びｑ軸電流がそれぞれ電気一次で変動し、モータに電気一次で変動するパワー変動が発生する。さらに、電圧変換部である昇圧コンバータのリアクトルと平滑コンデンサとによりＬＣ共振回路が構成されるので、ＬＣ共振が発生する。この場合、ＬＣ共振の周波数領域と上記のパワー変動の周波数とが一致すると、昇圧電圧である高圧側電圧ＶＨが大きく変動し、バッテリの出力電流であるバッテリ電流ＩＢも大きく変動する。特に、正弦波ＰＷＭ制御で回転電機を制御する場合、制御の追従性が高いので、電圧ＶＨ及び電流ＩＢの変動が顕著になる。また、平滑コンデンサの容量が小さい場合や、バッテリの内部抵抗が小さい場合には、電圧ＶＨ及び電流ＩＢの変動がさらに顕著になる。このように電圧ＶＨ及び電流ＩＢがともに大きくなり、過電流及び過電圧が発生すると、予め設定される設計上の部品保護域値を越えないようにするための有効な対策が必要になる。例えば、インバータと平滑コンデンサとを含むパワーコントロールユニット（ＰＣＵ）の部品保護閾値を越える過電流や過電圧が発生しないようにするための有効な対策が必要になる。このため、昇圧コンバータの出力電圧である高圧側電圧ＶＨ及びバッテリ電流ＩＢに関する過電圧及び過電流の発生を有効に防止できる回転電機制御システムの実現が望まれている。
【０００６】
本発明の目的は、回転電機制御システムにおいて、電流センサの検出電流値に誤差が重畳している場合でも、過電流及び過電圧の発生を有効に防止することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る回転電機制御システムは、回転電機と、直流電源に接続され、リアクトルを含む電圧変換部と、前記回転電機に接続された駆動回路と、前記電圧変換部に接続された平滑コンデンサと、前記駆動回路の入力電圧に対する前記回転電機の必要印加電圧である線間電圧の実効値の比である変調率が予め設定された第１比率以下のときに、正弦波ＰＷＭ制御方式で前記駆動回路を制御し、前記変調率が前記第１比率を上回るときに、過変調制御方式または矩形波制御方式で前記駆動回路を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記リアクトルと前記平滑コンデンサとを含む共振回路の共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときに、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替える電圧低下制御部を含むことを特徴とする回転電機制御システムである。
【０００８】
また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、好ましくは、前記電圧低下制御部は、前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときに、前記共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときであるとして、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替える。
【０００９】
また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、好ましくは、前記電圧低下制御部は、前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときでも、回転電機の出力の絶対値が予め設定される所定出力よりも大きい場合で、かつ、実際の電流値である実電流値にリップル成分を除去するフィルタをかけたフィルタ処理済み電流値と前記実電流値との差の絶対値が予め設定される所定電流値よりも大きいときのみに、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係る回転電機制御システムによれば、正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、リアクトルと平滑コンデンサとを含む共振回路の共振周波数領域の周波数と、回転電機の出力変動の周波数とが一致したときに、駆動回路の入力電圧を低下させ、駆動回路の制御方式を正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替えるので、制御の応答性が悪化する。このため、回転電機についての電流を検出する電流センサの検出電流値に誤差が重畳している場合でも、共振周波数領域での電圧変換部に対する入力電流の変動を小さく抑えることができ、過電流及び過電圧の発生を有効に防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施形態の回転電機制御システムの１例を示す回路図である。
【図２】図１の制御部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態において、回転電機の制御方式の切替を説明するための回転電機の回転数及びトルクの関係を示す図である。
【図４】図２の正弦波ＰＷＭ制御部が、正弦波ＰＷＭ制御方式によりインバータを制御する様子を示す図である。
【図５】比較例の回転電機制御システムにおいて、加速度一定でモータジェネレータの回転を加速する場合の経過時間と、バッテリ電流値との関係を示す図である。
【図６】図２の変調度制御切替部で使用するインバータの入力電圧であるＶＨ上限電圧を決定する方法の１例を説明するフローチャートである。
【図７】図６のＳ１０で電流変動判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。
【図８】図６のＳ１０でＬＣ共振帯判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に図面を用いて本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、回転電機として、車両に搭載されるモータジェネレータを説明するが、車両搭載用以外の用途に用いられる回転電機であってもよい。また、回転電機は、単にモータとして機能させるものを車両に搭載する電気自動車用や燃料電池車用等として使用するものでもよい。
【００１３】
以下では、全ての図面において同様の、または対応する要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。
【００１４】
図１は、本発明の実施形態の回転電機制御システムの１例を示す回路図である。回転電機制御システム１０は、図示しないエンジンと、主に走行用モータとして使用される回転電機であるモータジェネレータＭＧ２との一方または両方を主駆動源として使用するハイブリッド車両に搭載して使用される。このような回転電機制御システム１０は、モータジェネレータＭＧ２と、直流電源であり蓄電部であるバッテリ１２と、バッテリ１２に接続された電圧変換部であるＤＣ／ＤＣコンバータ１４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４に接続された平滑コンデンサＣ１及び第２平滑コンデンサＣ２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の昇圧側とモータジェネレータＭＧ２との間に接続される駆動回路であるインバータ１６と、制御部１８とを備える。
【００１５】
なお、ハイブリッド車両は、主にエンジンにより駆動され、発電機として使用される図示しない別のモータジェネレータＭＧ１と、別のモータジェネレータＭＧ１を駆動する別のインバータとを備え、別のインバータは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の昇圧側にインバータ１６と並列に接続され、別のインバータに別のモータジェネレータＭＧ１が接続される場合もある。本実施形態の制御部１８は、別のインバータ及び別のモータジェネレータＭＧ１も同様に制御できるが、以下の説明では、インバータ１６及びモータジェネレータＭＧ２を制御する場合を代表して説明する。
【００１６】
モータジェネレータＭＧ２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相型回転電機であり、バッテリ１２から電力が供給される場合にモータとして機能し、車両の制動時には発電機として機能する。発電された電力は、インバータ１６を介してバッテリ１２に供給される。
【００１７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、リアクトル２０と、互いに直列接続された２つのスイッチング素子Ｓａとを含む。２つのスイッチング素子Ｓａの間にリアクトル２０の一端が接続され、リアクトル２０の他端がシステムリレーＳＲ及びヒューズＦを介してバッテリ１２の正極側に接続されている。スイッチング素子Ｓａは、例えばトランジスタ、ＩＧＢＴ等である。なお、図示の例では、システムリレーＳＲが、第１リレーＲ１と、第１リレーＲ１に並列に接続され、抵抗Ｒｗが直列に接続された第２リレーＲ２とを含む。制御部１８は、第１リレーＲ１及び第２リレーＲ２の一方をオンし、他方をオンするように制御することで、バッテリ１２とＤＣ／ＤＣコンバータ１４とを電気的に接続可能とする。
【００１８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の各スイッチング素子Ｓａに逆並列にダイオードＤａが接続され、２つのスイッチング素子Ｓａの片側（図１の下側）のスイッチング素子Ｓａにバッテリ１２の負極側が接続されている。また、リアクトル２０の他端とバッテリ１２の負極側との間に平滑コンデンサＣ１が接続されている。また、２つのスイッチング素子Ｓａの両端間とインバータ１６との間に第２平滑コンデンサＣ２が接続されている。
【００１９】
このようなＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、制御部１８によりスイッチング素子Ｓａのスイッチングが制御され、バッテリ１２の出力側電圧である低圧側電圧ＶＬを昇圧した高圧側電圧ＶＨをインバータ１６に供給したり、インバータ１６側から供給される高圧側電圧ＶＨを降圧してバッテリ１２側に供給する。このようなＤＣ／ＤＣコンバータ１４の制御のために、回転電機制御システム１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の低圧側電圧ＶＬを検出する低圧センサ２２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側電圧ＶＨを検出する高圧センサ２４とを含む。
【００２０】
インバータ１６は、互いに並列接続されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する３本のアームＡｕ、Ａｖ、Ａｗを含み、各相アームＡｕ、Ａｖ、Ａｗは、互いに直列接続されたトランジスタ、ＩＧＢＴ等の２つのスイッチング素子Ｓｗを含む。各スイッチング素子Ｓｗに逆並列にダイオードＤｉが接続されている。各スイッチング素子Ｓｗは、制御部１８によりスイッチングが制御されて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側から供給された直流電圧を３相交流電圧に変換し、モータジェネレータＭＧ２に出力する。また、車両の制動時には、モータジェネレータＭＧ２からインバータ１６に出力された３相交流電圧をインバータ１６で直流電圧に変換して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４で降圧してからバッテリ１２に供給し、バッテリ１２を充電する。
【００２１】
また、回転電機制御システム１０は、モータジェネレータＭＧ２の各相のステータコイル２６ｕ、２６ｖ、２６ｗとインバータ１６とを接続する動力線を流れる電流を検出する電流センサ２８を備える。電流センサ２８については、後で詳しく説明する。
【００２２】
また、制御部１８は、例えば車載用コンピュータで構成されることができる。制御部１８は、１つのコンピュータで構成することができるが、複数のコンピュータをケーブル等で接続することにより構成することもできる。例えば、制御部１８は、モータジェネレータＭＧ２の動作を制御するモータ制御部とすることができる。
【００２３】
図２は、制御部１８のうち、モータ制御を行う部分を機能に分けて示している。すなわち、制御部１８は、正弦波ＰＷＭ制御部５０と、過変調制御部５２と、矩形波制御部５４と、変調度制御切替部５６と、位相制御切替部５８と、電圧低下制御部３０とを含む。
【００２４】
正弦波ＰＷＭ制御部５０は、モータジェネレータＭＧ２を正弦波ＰＷＭ制御方式により制御する。過変調制御部５２は、モータジェネレータＭＧ２を過変調制御方式により制御する。矩形波制御部５４は、モータジェネレータＭＧ２を矩形波制御方式により制御する。
【００２５】
また、変調度制御切替部５６は、正弦波ＰＷＭ制御モードと過変調制御モードと矩形波制御モードとの間での制御方式、すなわち制御モードの切り替えを、変調率である変調度Ｅによって行う。「変調度Ｅ」とは、システム電圧でありインバータ１６の入力電圧であるＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側電圧ＶＨに対する、トルク指令値等から決定される、モータジェネレータＭＧ２の必要印加電圧である線間電圧の実効値Ｊの比（Ｊ／ＶＨ）である。モータジェネレータＭＧ２の線間電圧の実効値Ｊは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を用いて、Ｊ＝｛（Ｖｄ*）2＋（Ｖｑ*）2｝1/2で与えられる。したがって、変調度Ｅは、変調度Ｅ＝［｛（Ｖｄ*）2＋（Ｖｑ*）2｝1/2］／ＶＨで求められる。そして、変調度Ｅが予め設定された第１比率である０．６１以下では正弦波ＰＷＭ制御方式でインバータ１６を制御し、変調度Ｅが０．６１を上回り予め設定された第２比率である０．７８未満のときには過変調制御方式でインバータ１６を制御し、変調度Ｅが０．７８以上のときには矩形波制御方式でインバータ１６を制御するように、変調度制御切替部５６は制御方式の切替を行う。なお、一般的な正弦波ＰＷＭ制御方式では、変調度Ｅの最大値を０．６１までしか高めることができない。ただし、２相変調方式または３次高調波重畳制御による正弦波ＰＷＭ制御の場合には、変調度Ｅの最大値を０．７０まで高めることができる。この場合、上記の第１比率は０．７０となる。このように第１比率は１つの値に限定するものではない。
【００２６】
また、位相制御切替部５８は、モータジェネレータＭＧ２の制御を行う制御方式、すなわち制御モードを、矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えるものであり、ｄｑ平面上で、モータジェネレータＭＧ２の動作点から制御モードを切り替える。ここで、ｄｑ平面とは、モータジェネレータＭＧ２の動作点を互いに直交するｄ軸及びｑ軸で規定するためのもので、例えばｄ軸は、ｄ軸電流軸（Ｉｄ軸）またはｄ軸電圧軸（Ｖｄ軸）とし、ｑ軸は、Ｉｄ軸またはＶｄ軸に直交するｑ軸電流軸（Ｉｑ軸）またはｑ軸電圧軸（Ｖｄ軸）とする。また、制御部１８は、ｄｑ平面上において、モータジェネレータＭＧ２を電流制御するときの最大効率で運転できるｄ軸電流及びｑ軸電流の電流組を結んで得られる最大効率特性線として規定している。
【００２７】
位相制御切替部５８は、ｄｑ平面上の原点Ｏを中心とする円である最大電圧円上で、モータジェネレータＭＧ２の動作点が最大効率特性線よりも、時計方向回りの遅角側に設定された切替ラインを超えるときに、矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替える機能を有する。
【００２８】
ここで、正弦波ＰＷＭ制御方式と過変調制御方式とは、電流フィードバック制御であり、電圧指令値と搬送波（キャリア）とを比較することでＰＷＭ信号をモータジェネレータＭＧ２に出力する制御である。一方、矩形波制御方式は、電気角に応じて１パルススイッチング波形をモータジェネレータＭＧ２に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御する。
【００２９】
図３は、モータジェネレータＭＧ２の動作点に応じて制御モードが選択される様子を説明する図である。この図は、モータジェネレータＭＧ２の回転数を横軸にとり、トルクを縦軸にとり、その最大トルク特性線を示し、その最大トルク特性線の内側で示される作動領域においてどの制御モードが用いられるかを示す図である。図３に示されるように、低速側に正弦波ＰＷＭ制御モード作動領域が、高速側に矩形波制御モード作動領域が、その中間に過変調制御モード作動領域がそれぞれ設定されている。
【００３０】
次に、これら３つの制御モードの切替について説明する。図３で示されたように、回転数とトルクで与えられるモータジェネレータＭＧ２の動作点の状態に応じて、制御モードの切替が行われる。速度とトルクとを次第に上げて行くにつれて、正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードへ、過変調制御モードから矩形波制御モードへと制御モードを切り替える。例えば、モータジェネレータＭＧ２の動作点が、図３の点αにあれば正弦波ＰＷＭ制御モードが実行され、図３の点βにあれば過変調制御モードが実行され、図３の点γにあれば矩形波制御モードが実行される。この場合、変調度Ｅによって、制御モードの切替を行うことができる。すなわち、変調度Ｅが０．６１等の第１比率以下のときに正弦波ＰＷＭ制御モードを使用し、変調度Ｅが第１比率を超えて０．７８等の第２比率未満までは過変調制御モードを使用し、変調度Ｅが第２比率以上で矩形波制御モードを使用するように制御モードを切り替える。
【００３１】
これと逆方向に制御モードを切り替えるときも変調度Ｅを用いることができるが、矩形波制御モードから過変調制御モードへの切替は、矩形波制御モードにおいて電圧指令振幅が一定であるので、例えば電流指令に対する実電流の位相によって切替のタイミングを判定することで行うことができる。
【００３２】
図４は、図２の正弦波ＰＷＭ制御部５０が、正弦波ＰＷＭ制御方式によりインバータ１６を制御する様子を示す図である。図２で正弦波ＰＷＭ制御部５０は、図示しない別の制御部からトルク指令値Ｔ*と回転角速度指令値ω*とを取得する。これらの指令値は、図示しない車両のアクセルペダル操作量やブレーキペダル操作量等からユーザの要求トルクと要求車速とを推定して算出される。正弦波ＰＷＭ制御部５０は、電流指令生成部３４、減算器部３６、ＰＩ制御部３２、３相／２相変換部３８、及び２相／３相変換部４０を有する。
【００３３】
電流指令生成部３４は、モータジェネレータＭＧ２の実際の回転角速度ωと回転角速度指令値ω*とを比較し、予め作成したテーブル等を用いて、トルク指令値Ｔ*をｄ軸電流指令値Ｉｄ*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ*の組として算出する機能を有する。
【００３４】
減算器部３６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*から実際のｄ軸電流値Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差δＩｄを算出する機能を有するＩｄ減算器と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*から実際のｑ軸電流値Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差δＩｑを算出する機能を有するＩｑ減算器とを含んで構成される。
【００３５】
モータジェネレータＭＧ２における実際のｄ軸電流値Ｉｄと実際のｑ軸電流値Ｉｑとは、３相／２相変換部３８の機能によって、モータジェネレータＭＧ２のロータの回転角度θと、モータジェネレータＭＧ２の３相分の電流を検出する電流センサ２８の検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとに基づいて算出される。ロータの電気角は、レゾルバ等の回転角度センサＭＲによって検出される。電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、インバータ１６の対応する相のアームＡｕ、Ａｖ、Ａｗ（図１）とモータジェネレータＭＧ２の対応する相のステータコイル２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ（図１）とを接続する電力線を流れる電流を検出することで得られる。モータジェネレータＭＧ２の各相のステータコイル２６ｕ、２６ｖ、２６ｗの一端が中性点で接続されるので、２相分の電流Ｉｖ、Ｉｗを検出すること残りの１相分の電流値Ｉｕが算出可能である。図１では、Ｖ相電流値ＩｖとＷ相電流値Ｉｗとの２つを検出することが示されている。残るＵ相電流値Ｉｕは、Ｉｕ＝−（Ｉｖ＋Ｉｗ）で求められる。なお、電流センサ２８を３相分設けて、直接３相分の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することもできる。また、電流センサ２８は、リアクトル２０（図１）と各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２（図１）とを含むＬＣ共振回路の共振周波数を検出可能な精度を有する。また、上記の図１に示した高圧側電圧ＶＨを検出する高圧センサ２４もＬＣ共振回路の共振周波数を検出可能な精度を有する。
【００３６】
ＰＩ制御部３２は、ｄ軸電流偏差δＩｄとｑ軸電流偏差δＩｑとについて、所定のフィードバックゲインＧの下で比例積分制御を行ってこれらに対応する制御偏差を求め、その制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*とを算出する機能を有する。減算器部３６と、ＰＩ制御部３２とによって、ＰＷＭ制御モードにおける電流フィードバックが行われる。
【００３７】
２相／３相変換部４０は、ＰＩ制御部３２から入力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*とに基づいて、ロータの回転角度θから得られた、１．５制御周期後に位置すると予測される予測角から、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗを算出する機能を有する。
【００３８】
算出された各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、図示しないＰＷＭ信号生成部でＰＷＭ信号に変換され、ＰＷＭ信号は図示しないゲート回路に出力される。ゲート回路は、制御信号を印加するインバータ１６のスイッチング素子Ｓｗ（図１）を選択することにより、スイッチング素子Ｓｗのオンオフを制御する。
【００３９】
インバータ１６の各相アームとモータジェネレータＭＧ２の各相ステータコイルとを接続する電力線を流れる電流は、上記のように、３相／２相変換部３８を介して、減算器部３６にフィードバックされる。このようにして、ＰＷＭ制御モードの電流フィードバックが行われる。
【００４０】
上記が電流フィードバック制御の基本構成であるが、図１、図２に示すように、本実施形態では、制御部１８はさらに電圧低下制御部３０を有する。すなわち、上記の基本構成で電圧低下制御部３０を有しない比較例を考えると、比較例でも、上記の本実施形態と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のリアクトル２０と各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とによりＬＣ共振回路が構成されるので、共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２の出力変動であるパワー変動の周波数とが一致すると、過電流や過電圧が発生する可能性がある。
【００４１】
図５は、比較例の回転電機制御システムにおいて、加速度一定でモータジェネレータＭＧ２の回転を加速する場合の経過時間ｔと、バッテリ１２の出力電流値であるバッテリ電流値ＩＢとの関係を示す図である。図５の横軸は、加速度一定でモータジェネレータＭＧ２の回転を加速する場合の経過時間ｔであるので、モータジェネレータＭＧ２の回転数Ｎに置き換えることができる。図５の縦軸は、バッテリ電流値ＩＢであり、回転数Ｎを上げていったときのＩＢの変化を示している。モータジェネレータＭＧ２では、電流センサ２８のオフセット誤差に起因するパワー変動が発生し、さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のリアクトル２０と各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とによりＬＣ共振回路が構成されるので、ＬＣ共振が発生する。
【００４２】
この場合、ＬＣ共振の周波数領域と上記のパワー変動の周波数とが一致すると、図５の矢印Ｌで示す範囲である共振回転数帯で、ＬＣ共振に基づくバッテリ電流ＩＢの大きな変動が発生する。また、同じ共振回転数帯でＬＣ共振に基づく高圧側電圧ＶＨの大きな変動も発生する。すなわち、パワー変動によるバッテリ電流ＩＢの変動と高圧側電圧ＶＨの変動とが、ＬＣ共振現象によって拡大される。このように、共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２の出力変動であるパワー変動の周波数とが一致すると、電流センサ２８の検出値にゼロ点からずれるオフセット誤差が重畳している場合に、ＬＣ共振でパワー変動の振れが大きくなる。また、この振れの増大に伴って、バッテリ１２の出力電流であるバッテリ電流ＩＢや、システム電圧であるインバータの高圧側電圧ＶＨが大きく変動し、過電流や過電圧が発生する可能性がある。
【００４３】
このようにバッテリ電流ＩＢの変動が拡大し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側電圧ＶＨの変動、すなわちインバータ１６のシステム電圧の変動が拡大すると、インバータ１６による駆動信号が変動し、モータジェネレータＭＧ２の制御が不安定になる。また、バッテリ電流ＩＢの変動が大きくなり、図５に示すＰＣＵ保護閾値Ｘを越えると、インバータ１６と各平滑コンデンサＣ１、Ｃ２とを含むパワーコントロールユニット（ＰＣＵ）の構成部品の性能低下を招く可能性がある。
【００４４】
本実施形態では、比較例でのこのような課題を解決するために、図１、図２のように、制御部１８は電圧低下制御部３０を有する。電圧低下制御部３０は、正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、上記のように、ＬＣ共振回路の共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときに、インバータの入力電圧ＶＨ、すなわちＶＨ上限電圧を、予め設定された所定電圧値まで、または予め設定された所定電圧分だけ低下させる。そして、入力電圧ＶＨに対する、モータジェネレータＭＧ２の線間電圧の実効値Ｊの比（Ｊ／ＶＨ）で表される変調度Ｅを増加させることで、インバータの制御方式を正弦波ＰＷＭ制御方式から変調度Ｅに応じて過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替える。
【００４５】
より好ましくは、電圧低下制御部３０は、モータジェネレータＭＧ２の所定時間当たりの回転数、例えば毎分の回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときであって、電流変動判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）、かつ、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）を超えるとき（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）に、共振周波数領域の周波数とモータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときであるとする。そして、電圧低下制御部３０は、この場合に、インバータ１６の入力電圧ＶＨを低下させ、インバータ１６の制御方式を正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替える。
【００４６】
ここで、「電流変動判定フラグ」とは、実際のバッテリ電流値ＩＢである実電流値ＩＢａにリップル成分を除去するフィルタをかけたフィルタ処理済み電流値ＩＢｆと実電流値ＩＢａとの差の絶対値（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）が、予め設定した所定電流値Ｉｃ（Ａ）よりも大きい場合（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜＞Ｉｃ）にＯＮされ（すなわち１となり）、それ以外の場合にＯＦＦされる（すなわち０となる）ことを意味する。このために、制御部１８には、バッテリ１２（図１）の出力電流であるバッテリ電流ＩＢを検出するバッテリ電流センサ３３（図１）の検出値が入力されている。
【００４７】
また、電圧低下制御部３０は、図４の角速度指令値ω*と、トルク指令値Ｔ*とに基づいて、モータジェネレータＭＧ２の回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とパワーの絶対値｜ＰＭ｜とを算出することができる。ただし、モータジェネレータＭＧ２の回転角度センサＭＲの検出値や、回転角度センサＭＲの代わりに使用して、モータジェネレータＭＧ２の回転数を検出する回転数センサの検出値を、回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とパワーの絶対値｜ＰＭ｜との算出のために用いることもできる。
【００４８】
また、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）を超えるとき（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）であって、かつ、モータジェネレータＭＧ２の所定時間当たりの回転数が特定回転数領域内にあるときに、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）、それ以外の場合にはＯＦＦされる（すなわち０となる）。例えば、モータジェネレータＭＧ２の毎分の回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）が特定回転数領域であるＴ１ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とＴ２ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）との間にあるとき、すなわちＴ１＜｜Ａ｜＜Ｔ２のときには、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされる。
【００４９】
そして、電圧低下制御部３０は、電流変動判定フラグがＯＮされ、かつ、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされたときに、ＶＨ上限電圧を、通常時に使用する通常時電圧よりも低下したＬＣ共振帯用電圧に決定する。変調度制御切替部５６は、決定されたＶＨ上限電圧を用いて変調度Ｅを算出し、その変調度Ｅに基づいてインバータ１６の制御方式を決定する。したがって、ＶＨ上限電圧が通常時電圧よりも低いＬＣ共振帯用電圧となる場合には、変調度Ｅが増加して、インバータの制御方式が正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り換わる。
【００５０】
次に、図６〜８のフローチャートを用いて、図２の変調度制御切替部５６で使用するインバータ１６の入力電圧であるＶＨ上限電圧を決定する方法の１例を説明する。図７は、図６のＳ１０で電流変動判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。図８は、図６のＳ１０でＬＣ共振帯判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。
【００５１】
ＶＨ上限電圧を決定する場合に、まず、図６のステップＳ１０（なお、以下の説明では「ステップＳ」を単にＳという。）において、電流変動判定フラグがＯＮされ、かつ、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされたか否かを判定する。このために図７の電流変動判定フラグ決定用のサブルーチンと、図８のＬＣ共振帯判定フラグ決定用のサブルーチンとを実行する。
【００５２】
まず、図７のＳ２０で、実際のバッテリ１２電流値ＩＢである実電流値ＩＢａとフィルタ処理済み電流値ＩＢｆとの差の絶対値（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）が、予め設定した所定電流値Ｉｃ（Ａ）よりも大きいか否かを判定する。Ｓ２０の判定結果が肯定である場合、すなわち（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）＞Ｉｃである場合には、電流変動判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）（Ｓ２２）、Ｓ２０の判定結果が否定である場合、すなわち（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）≦Ｉｃである場合には、電流変動判定フラグがＯＦＦされる（すなわち０となる）（Ｓ２４）。
【００５３】
また、図８のＳ３０で、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）を超えるとき（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）であって、かつ、モータジェネレータＭＧ２の所定時間である毎分当たりの回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）が特定回転数領域内（すなわちＴ１ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とＴ２ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）との間）にある、すなわちＴ１＜｜Ａ｜＜Ｔ２か否かが判定される。図８のＳ３０の判定結果が肯定である場合には、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）（Ｓ３２）、図８のＳ３０の判定結果が否定である場合には、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＦＦされる（すなわち０となる）（Ｓ３４）。なお、図７、図８のサブルーチン同士の実行の順序は逆でもよい。
【００５４】
次に、図６のＳ１０の判定結果が肯定である場合には、ＶＨ上限電圧を通常時電圧ＶＨｎよりも低いＬＣ共振帯用電圧ＶＨＬに決定する（Ｓ１２）。これに対して、図６のＳ１０の判定結果が否定である場合には、ＶＨ上限電圧を通常時電圧ＶＨｎに決定する（Ｓ１４）。図２に示す変調度制御切替部５６は、決定されたＶＨ上限電圧を用いて変調度Ｅを算出し、その変調度Ｅに応じてモータジェネレータＭＧ２の制御方式を決定する。したがって、ＶＨ上限電圧としてＬＣ共振帯用電圧ＶＨＬが決定された場合には、変調度Ｅが増加することでモータジェネレータＭＧ２の制御方式が、正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替わり、モータジェネレータＭＧ２の制御の応答性が悪化する。
【００５５】
なお、上記で述べた制御部１８の各機能は、ソフトウェアを実行することで実現することができるが、各機能の一部をハードウェアで実現するものとしてもよい。
【００５６】
このような本実施形態によれば、正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、リアクトル２０と平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とを含むＬＣ共振回路の共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときに、インバータ１６の入力電圧であるＶＨ上限電圧を低下させ、インバータ１６の制御方式を正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替えるので、制御の応答性が悪化する。このため、モータジェネレータＭＧ２についての電流を検出する電流センサ２８の検出電流値にオフセット誤差が重畳している場合でも、共振周波数領域でのインバータ１６に対する入力電流の変動を小さく抑えることができ、過電流及び過電圧の発生を有効に防止することができる。
【００５７】
なお、本実施形態では、電圧低下制御部３０は、モータジェネレータＭＧ２の回転数が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときに、共振周波数領域の周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときであるとして、インバータ入力電圧ＶＨを低下させている。ただし、本発明は、このような構成に限定されるものではない。例えば、モータジェネレータＭＧ２に動力伝達可能に連結された図示しない出力軸や図示しない車輪の単位時間当たりの回転数が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される別の特定回転数領域内にあるときに、共振周波数領域の周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときであるとして、インバータ入力電圧ＶＨを低下させることもできる。
【００５８】
また、本実施形態では、電圧低下制御部３０は、モータジェネレータＭＧ２の回転数が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるとき（Ｔ１＜｜Ａ｜＜Ｔ２）でも、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）よりも大きい（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）場合で、かつ、実電流値ＩＢａとフィルタ処理済み電流値ＩＢｆとの差の絶対値｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜が所定電流値Ｉｃよりも大きい（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜＞Ｉｃ）ときのみに、インバータ入力電圧ＶＨを低下させている。すなわち、｜ＰＭ｜＞Ｐａでない場合にはパワー変動が小さく、｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜＞Ｉｃでない場合には電流リップルの変動が小さいので、制御方式を過変調制御方式または矩形波制御方式としなくても、過電流及び過電圧の問題は生じにくく、しかも、正弦波ＰＷＭ制御により制御の応答性を高くできる。このため、制御の応答性が過度に低下するのを有効に防止でき、モータジェネレータＭＧ２を搭載した車両等の機器の性能向上を図れる。
【００５９】
なお、本実施形態と異なり、電圧低下制御部３０は、図７の電流変動判定を行ったり、図８のモータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値が所定パワーよりも大きいか否かの判定を行ったりすることなく、モータジェネレータＭＧ２の回転数Ａが特定回転数領域内にあるか否かの判定を行うのみで、インバータ入力電圧ＶＨを低下させることもできる。なお、図６のＳ１２やＳ１４において、ＬＣ共振帯用電圧や通常時電圧は、予め設定された条件の成立の有無等に応じて、それぞれ複数の値が選択されるように設定することもできる。例えば、制御部１８が有する記憶部には、それぞれ複数のＬＣ共振帯用電圧及び通常時電圧の値を記憶させておくこともできる。
【００６０】
なお、上記では、電圧変換部が、昇降圧の機能を有するＤＣ／ＤＣコンバータ１４である場合を説明したが、電圧変換部は、バッテリ１２側からインバータ１６側へ電圧を昇圧する機能のみを有する昇圧コンバータとしてもよく、また、インバータ１６側からバッテリ１２側へ電圧を降圧する機能のみを有する降圧コンバータとしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６１】
本発明に係る回転電機制御システムは、燃料電池車両、ハイブリッド車両等に搭載される回転電機の制御に利用できる。
【符号の説明】
【００６２】
１０ 回転電機制御システム、１２ バッテリ、１４ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１６ インバータ、１８ 制御部、２０ リアクトル、２２ 低圧センサ、２４ 高圧センサ、２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ ステータコイル、２８ 電流センサ、３０ 電圧低下制御部、３２ ＰＩ制御部、３３ バッテリ電流センサ、３４ 電流指令生成部、３６ 減算器部、３８ ３相／２相変換部、４０ ２相／３相変換部、５０ 正弦波ＰＷＭ制御部、５２ 過変調制御部、５４ 矩形波制御部、５６ 変調度制御切替部、５８ 位相制御切替部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転電機制御システムに係り、回転電機を駆動する駆動回路と、変調率に応じて駆動回路の制御方式を切り換える制御部とを備える回転電機制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
モータや発電機として使用される回転電機の制御方法として、正弦波ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御モードと、過変調制御モードと、矩形波制御モードとを使い分けることが知られている。なお、過変調制御モードは、過変調ＰＷＭ制御モードと呼ぶこともある。
【０００３】
例えば、特許文献１には、電動機駆動制御装置であって、モータの目標動作点が昇圧コンバータで共振が発生するときのモータの動作点を含む所定の共振域に含まれるときに、インバータ側の電圧がバッテリ側の電圧よりも高くなるように、昇圧コンバータを制御するとともに、正弦波ＰＷＭ制御方式を用いてインバータを制御することが記載されている。この構成は、昇圧コンバータのリアクトルと昇圧コンバータに接続された平滑コンデンサとにより共振回路が構成され、モータの動作点が所定領域に入った際に、電圧や電流の共振が発生し、昇圧コンバータや平滑コンデンサに過大な電圧や電流が印加されるのを防止することを目的とするとされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−２２５６３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、上記のように正弦波ＰＷＭ制御方式を用いてインバータを制御する場合に、センサの製品ばらつき等により、回転電機であるモータの電流センサの検出電流値にオフセット誤差が重畳する可能性がある。この場合、電流センサの検出値を正として制御が行われるため、実電流であるｄ軸電流及びｑ軸電流がそれぞれ電気一次で変動し、モータに電気一次で変動するパワー変動が発生する。さらに、電圧変換部である昇圧コンバータのリアクトルと平滑コンデンサとによりＬＣ共振回路が構成されるので、ＬＣ共振が発生する。この場合、ＬＣ共振の周波数領域と上記のパワー変動の周波数とが一致すると、昇圧電圧である高圧側電圧ＶＨが大きく変動し、バッテリの出力電流であるバッテリ電流ＩＢも大きく変動する。特に、正弦波ＰＷＭ制御で回転電機を制御する場合、制御の追従性が高いので、電圧ＶＨ及び電流ＩＢの変動が顕著になる。また、平滑コンデンサの容量が小さい場合や、バッテリの内部抵抗が小さい場合には、電圧ＶＨ及び電流ＩＢの変動がさらに顕著になる。このように電圧ＶＨ及び電流ＩＢがともに大きくなり、過電流及び過電圧が発生すると、予め設定される設計上の部品保護域値を越えないようにするための有効な対策が必要になる。例えば、インバータと平滑コンデンサとを含むパワーコントロールユニット（ＰＣＵ）の部品保護閾値を越える過電流や過電圧が発生しないようにするための有効な対策が必要になる。このため、昇圧コンバータの出力電圧である高圧側電圧ＶＨ及びバッテリ電流ＩＢに関する過電圧及び過電流の発生を有効に防止できる回転電機制御システムの実現が望まれている。
【０００６】
本発明の目的は、回転電機制御システムにおいて、電流センサの検出電流値に誤差が重畳している場合でも、過電流及び過電圧の発生を有効に防止することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る回転電機制御システムは、回転電機と、直流電源に接続され、リアクトルを含む電圧変換部と、前記回転電機に接続された駆動回路と、前記電圧変換部に接続された平滑コンデンサと、前記駆動回路の入力電圧に対する前記回転電機の必要印加電圧である線間電圧の実効値の比である変調率が予め設定された第１比率以下のときに、正弦波ＰＷＭ制御方式で前記駆動回路を制御し、前記変調率が前記第１比率を上回るときに、過変調制御方式または矩形波制御方式で前記駆動回路を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記リアクトルと前記平滑コンデンサとを含む共振回路の共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときに、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替える電圧低下制御部を含むことを特徴とする回転電機制御システムである。
【０００８】
また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、好ましくは、前記電圧低下制御部は、前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときに、前記共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときであるとして、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替える。
【０００９】
また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、好ましくは、前記電圧低下制御部は、前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときでも、回転電機の出力の絶対値が予め設定される所定出力よりも大きい場合で、かつ、実際の電流値である実電流値にリップル成分を除去するフィルタをかけたフィルタ処理済み電流値と前記実電流値との差の絶対値が予め設定される所定電流値よりも大きいときのみに、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係る回転電機制御システムによれば、正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、リアクトルと平滑コンデンサとを含む共振回路の共振周波数領域の周波数と、回転電機の出力変動の周波数とが一致したときに、駆動回路の入力電圧を低下させ、駆動回路の制御方式を正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替えるので、制御の応答性が悪化する。このため、回転電機についての電流を検出する電流センサの検出電流値に誤差が重畳している場合でも、共振周波数領域での電圧変換部に対する入力電流の変動を小さく抑えることができ、過電流及び過電圧の発生を有効に防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施形態の回転電機制御システムの１例を示す回路図である。
【図２】図１の制御部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態において、回転電機の制御方式の切替を説明するための回転電機の回転数及びトルクの関係を示す図である。
【図４】図２の正弦波ＰＷＭ制御部が、正弦波ＰＷＭ制御方式によりインバータを制御する様子を示す図である。
【図５】比較例の回転電機制御システムにおいて、加速度一定でモータジェネレータの回転を加速する場合の経過時間と、バッテリ電流値との関係を示す図である。
【図６】図２の変調度制御切替部で使用するインバータの入力電圧であるＶＨ上限電圧を決定する方法の１例を説明するフローチャートである。
【図７】図６のＳ１０で電流変動判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。
【図８】図６のＳ１０でＬＣ共振帯判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に図面を用いて本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、回転電機として、車両に搭載されるモータジェネレータを説明するが、車両搭載用以外の用途に用いられる回転電機であってもよい。また、回転電機は、単にモータとして機能させるものを車両に搭載する電気自動車用や燃料電池車用等として使用するものでもよい。
【００１３】
以下では、全ての図面において同様の、または対応する要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。
【００１４】
図１は、本発明の実施形態の回転電機制御システムの１例を示す回路図である。回転電機制御システム１０は、図示しないエンジンと、主に走行用モータとして使用される回転電機であるモータジェネレータＭＧ２との一方または両方を主駆動源として使用するハイブリッド車両に搭載して使用される。このような回転電機制御システム１０は、モータジェネレータＭＧ２と、直流電源であり蓄電部であるバッテリ１２と、バッテリ１２に接続された電圧変換部であるＤＣ／ＤＣコンバータ１４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４に接続された平滑コンデンサＣ１及び第２平滑コンデンサＣ２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の昇圧側とモータジェネレータＭＧ２との間に接続される駆動回路であるインバータ１６と、制御部１８とを備える。
【００１５】
なお、ハイブリッド車両は、主にエンジンにより駆動され、発電機として使用される図示しない別のモータジェネレータＭＧ１と、別のモータジェネレータＭＧ１を駆動する別のインバータとを備え、別のインバータは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の昇圧側にインバータ１６と並列に接続され、別のインバータに別のモータジェネレータＭＧ１が接続される場合もある。本実施形態の制御部１８は、別のインバータ及び別のモータジェネレータＭＧ１も同様に制御できるが、以下の説明では、インバータ１６及びモータジェネレータＭＧ２を制御する場合を代表して説明する。
【００１６】
モータジェネレータＭＧ２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相型回転電機であり、バッテリ１２から電力が供給される場合にモータとして機能し、車両の制動時には発電機として機能する。発電された電力は、インバータ１６を介してバッテリ１２に供給される。
【００１７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、リアクトル２０と、互いに直列接続された２つのスイッチング素子Ｓａとを含む。２つのスイッチング素子Ｓａの間にリアクトル２０の一端が接続され、リアクトル２０の他端がシステムリレーＳＲ及びヒューズＦを介してバッテリ１２の正極側に接続されている。スイッチング素子Ｓａは、例えばトランジスタ、ＩＧＢＴ等である。なお、図示の例では、システムリレーＳＲが、第１リレーＲ１と、第１リレーＲ１に並列に接続され、抵抗Ｒｗが直列に接続された第２リレーＲ２とを含む。制御部１８は、第１リレーＲ１及び第２リレーＲ２の一方をオンし、他方をオンするように制御することで、バッテリ１２とＤＣ／ＤＣコンバータ１４とを電気的に接続可能とする。
【００１８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の各スイッチング素子Ｓａに逆並列にダイオードＤａが接続され、２つのスイッチング素子Ｓａの片側（図１の下側）のスイッチング素子Ｓａにバッテリ１２の負極側が接続されている。また、リアクトル２０の他端とバッテリ１２の負極側との間に平滑コンデンサＣ１が接続されている。また、２つのスイッチング素子Ｓａの両端間とインバータ１６との間に第２平滑コンデンサＣ２が接続されている。
【００１９】
このようなＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、制御部１８によりスイッチング素子Ｓａのスイッチングが制御され、バッテリ１２の出力側電圧である低圧側電圧ＶＬを昇圧した高圧側電圧ＶＨをインバータ１６に供給したり、インバータ１６側から供給される高圧側電圧ＶＨを降圧してバッテリ１２側に供給する。このようなＤＣ／ＤＣコンバータ１４の制御のために、回転電機制御システム１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の低圧側電圧ＶＬを検出する低圧センサ２２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側電圧ＶＨを検出する高圧センサ２４とを含む。
【００２０】
インバータ１６は、互いに並列接続されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する３本のアームＡｕ、Ａｖ、Ａｗを含み、各相アームＡｕ、Ａｖ、Ａｗは、互いに直列接続されたトランジスタ、ＩＧＢＴ等の２つのスイッチング素子Ｓｗを含む。各スイッチング素子Ｓｗに逆並列にダイオードＤｉが接続されている。各スイッチング素子Ｓｗは、制御部１８によりスイッチングが制御されて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側から供給された直流電圧を３相交流電圧に変換し、モータジェネレータＭＧ２に出力する。また、車両の制動時には、モータジェネレータＭＧ２からインバータ１６に出力された３相交流電圧をインバータ１６で直流電圧に変換して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４で降圧してからバッテリ１２に供給し、バッテリ１２を充電する。
【００２１】
また、回転電機制御システム１０は、モータジェネレータＭＧ２の各相のステータコイル２６ｕ、２６ｖ、２６ｗとインバータ１６とを接続する動力線を流れる電流を検出する電流センサ２８を備える。電流センサ２８については、後で詳しく説明する。
【００２２】
また、制御部１８は、例えば車載用コンピュータで構成されることができる。制御部１８は、１つのコンピュータで構成することができるが、複数のコンピュータをケーブル等で接続することにより構成することもできる。例えば、制御部１８は、モータジェネレータＭＧ２の動作を制御するモータ制御部とすることができる。
【００２３】
図２は、制御部１８のうち、モータ制御を行う部分を機能に分けて示している。すなわち、制御部１８は、正弦波ＰＷＭ制御部５０と、過変調制御部５２と、矩形波制御部５４と、変調度制御切替部５６と、位相制御切替部５８と、電圧低下制御部３０とを含む。
【００２４】
正弦波ＰＷＭ制御部５０は、モータジェネレータＭＧ２を正弦波ＰＷＭ制御方式により制御する。過変調制御部５２は、モータジェネレータＭＧ２を過変調制御方式により制御する。矩形波制御部５４は、モータジェネレータＭＧ２を矩形波制御方式により制御する。
【００２５】
また、変調度制御切替部５６は、正弦波ＰＷＭ制御モードと過変調制御モードと矩形波制御モードとの間での制御方式、すなわち制御モードの切り替えを、変調率である変調度Ｅによって行う。「変調度Ｅ」とは、システム電圧でありインバータ１６の入力電圧であるＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側電圧ＶＨに対する、トルク指令値等から決定される、モータジェネレータＭＧ２の必要印加電圧である線間電圧の実効値Ｊの比（Ｊ／ＶＨ）である。モータジェネレータＭＧ２の線間電圧の実効値Ｊは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を用いて、Ｊ＝｛（Ｖｄ*）2＋（Ｖｑ*）2｝1/2で与えられる。したがって、変調度Ｅは、変調度Ｅ＝［｛（Ｖｄ*）2＋（Ｖｑ*）2｝1/2］／ＶＨで求められる。そして、変調度Ｅが予め設定された第１比率である０．６１以下では正弦波ＰＷＭ制御方式でインバータ１６を制御し、変調度Ｅが０．６１を上回り予め設定された第２比率である０．７８未満のときには過変調制御方式でインバータ１６を制御し、変調度Ｅが０．７８以上のときには矩形波制御方式でインバータ１６を制御するように、変調度制御切替部５６は制御方式の切替を行う。なお、一般的な正弦波ＰＷＭ制御方式では、変調度Ｅの最大値を０．６１までしか高めることができない。ただし、２相変調方式または３次高調波重畳制御による正弦波ＰＷＭ制御の場合には、変調度Ｅの最大値を０．７０まで高めることができる。この場合、上記の第１比率は０．７０となる。このように第１比率は１つの値に限定するものではない。
【００２６】
また、位相制御切替部５８は、モータジェネレータＭＧ２の制御を行う制御方式、すなわち制御モードを、矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えるものであり、ｄｑ平面上で、モータジェネレータＭＧ２の動作点から制御モードを切り替える。ここで、ｄｑ平面とは、モータジェネレータＭＧ２の動作点を互いに直交するｄ軸及びｑ軸で規定するためのもので、例えばｄ軸は、ｄ軸電流軸（Ｉｄ軸）またはｄ軸電圧軸（Ｖｄ軸）とし、ｑ軸は、Ｉｄ軸またはＶｄ軸に直交するｑ軸電流軸（Ｉｑ軸）またはｑ軸電圧軸（Ｖｄ軸）とする。また、制御部１８は、ｄｑ平面上において、モータジェネレータＭＧ２を電流制御するときの最大効率で運転できるｄ軸電流及びｑ軸電流の電流組を結んで得られる最大効率特性線として規定している。
【００２７】
位相制御切替部５８は、ｄｑ平面上の原点Ｏを中心とする円である最大電圧円上で、モータジェネレータＭＧ２の動作点が最大効率特性線よりも、時計方向回りの遅角側に設定された切替ラインを超えるときに、矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替える機能を有する。
【００２８】
ここで、正弦波ＰＷＭ制御方式と過変調制御方式とは、電流フィードバック制御であり、電圧指令値と搬送波（キャリア）とを比較することでＰＷＭ信号をモータジェネレータＭＧ２に出力する制御である。一方、矩形波制御方式は、電気角に応じて１パルススイッチング波形をモータジェネレータＭＧ２に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御する。
【００２９】
図３は、モータジェネレータＭＧ２の動作点に応じて制御モードが選択される様子を説明する図である。この図は、モータジェネレータＭＧ２の回転数を横軸にとり、トルクを縦軸にとり、その最大トルク特性線を示し、その最大トルク特性線の内側で示される作動領域においてどの制御モードが用いられるかを示す図である。図３に示されるように、低速側に正弦波ＰＷＭ制御モード作動領域が、高速側に矩形波制御モード作動領域が、その中間に過変調制御モード作動領域がそれぞれ設定されている。
【００３０】
次に、これら３つの制御モードの切替について説明する。図３で示されたように、回転数とトルクで与えられるモータジェネレータＭＧ２の動作点の状態に応じて、制御モードの切替が行われる。速度とトルクとを次第に上げて行くにつれて、正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードへ、過変調制御モードから矩形波制御モードへと制御モードを切り替える。例えば、モータジェネレータＭＧ２の動作点が、図３の点αにあれば正弦波ＰＷＭ制御モードが実行され、図３の点βにあれば過変調制御モードが実行され、図３の点γにあれば矩形波制御モードが実行される。この場合、変調度Ｅによって、制御モードの切替を行うことができる。すなわち、変調度Ｅが０．６１等の第１比率以下のときに正弦波ＰＷＭ制御モードを使用し、変調度Ｅが第１比率を超えて０．７８等の第２比率未満までは過変調制御モードを使用し、変調度Ｅが第２比率以上で矩形波制御モードを使用するように制御モードを切り替える。
【００３１】
これと逆方向に制御モードを切り替えるときも変調度Ｅを用いることができるが、矩形波制御モードから過変調制御モードへの切替は、矩形波制御モードにおいて電圧指令振幅が一定であるので、例えば電流指令に対する実電流の位相によって切替のタイミングを判定することで行うことができる。
【００３２】
図４は、図２の正弦波ＰＷＭ制御部５０が、正弦波ＰＷＭ制御方式によりインバータ１６を制御する様子を示す図である。図２で正弦波ＰＷＭ制御部５０は、図示しない別の制御部からトルク指令値Ｔ*と回転角速度指令値ω*とを取得する。これらの指令値は、図示しない車両のアクセルペダル操作量やブレーキペダル操作量等からユーザの要求トルクと要求車速とを推定して算出される。正弦波ＰＷＭ制御部５０は、電流指令生成部３４、減算器部３６、ＰＩ制御部３２、３相／２相変換部３８、及び２相／３相変換部４０を有する。
【００３３】
電流指令生成部３４は、モータジェネレータＭＧ２の実際の回転角速度ωと回転角速度指令値ω*とを比較し、予め作成したテーブル等を用いて、トルク指令値Ｔ*をｄ軸電流指令値Ｉｄ*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ*の組として算出する機能を有する。
【００３４】
減算器部３６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*から実際のｄ軸電流値Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差δＩｄを算出する機能を有するＩｄ減算器と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*から実際のｑ軸電流値Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差δＩｑを算出する機能を有するＩｑ減算器とを含んで構成される。
【００３５】
モータジェネレータＭＧ２における実際のｄ軸電流値Ｉｄと実際のｑ軸電流値Ｉｑとは、３相／２相変換部３８の機能によって、モータジェネレータＭＧ２のロータの回転角度θと、モータジェネレータＭＧ２の３相分の電流を検出する電流センサ２８の検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとに基づいて算出される。ロータの電気角は、レゾルバ等の回転角度センサＭＲによって検出される。電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、インバータ１６の対応する相のアームＡｕ、Ａｖ、Ａｗ（図１）とモータジェネレータＭＧ２の対応する相のステータコイル２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ（図１）とを接続する電力線を流れる電流を検出することで得られる。モータジェネレータＭＧ２の各相のステータコイル２６ｕ、２６ｖ、２６ｗの一端が中性点で接続されるので、２相分の電流Ｉｖ、Ｉｗを検出すること残りの１相分の電流値Ｉｕが算出可能である。図１では、Ｖ相電流値ＩｖとＷ相電流値Ｉｗとの２つを検出することが示されている。残るＵ相電流値Ｉｕは、Ｉｕ＝−（Ｉｖ＋Ｉｗ）で求められる。なお、電流センサ２８を３相分設けて、直接３相分の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することもできる。また、電流センサ２８は、リアクトル２０（図１）と各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２（図１）とを含むＬＣ共振回路の共振周波数を検出可能な精度を有する。また、上記の図１に示した高圧側電圧ＶＨを検出する高圧センサ２４もＬＣ共振回路の共振周波数を検出可能な精度を有する。
【００３６】
ＰＩ制御部３２は、ｄ軸電流偏差δＩｄとｑ軸電流偏差δＩｑとについて、所定のフィードバックゲインＧの下で比例積分制御を行ってこれらに対応する制御偏差を求め、その制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*とを算出する機能を有する。減算器部３６と、ＰＩ制御部３２とによって、ＰＷＭ制御モードにおける電流フィードバックが行われる。
【００３７】
２相／３相変換部４０は、ＰＩ制御部３２から入力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*とに基づいて、ロータの回転角度θから得られた、１．５制御周期後に位置すると予測される予測角から、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗを算出する機能を有する。
【００３８】
算出された各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、図示しないＰＷＭ信号生成部でＰＷＭ信号に変換され、ＰＷＭ信号は図示しないゲート回路に出力される。ゲート回路は、制御信号を印加するインバータ１６のスイッチング素子Ｓｗ（図１）を選択することにより、スイッチング素子Ｓｗのオンオフを制御する。
【００３９】
インバータ１６の各相アームとモータジェネレータＭＧ２の各相ステータコイルとを接続する電力線を流れる電流は、上記のように、３相／２相変換部３８を介して、減算器部３６にフィードバックされる。このようにして、ＰＷＭ制御モードの電流フィードバックが行われる。
【００４０】
上記が電流フィードバック制御の基本構成であるが、図１、図２に示すように、本実施形態では、制御部１８はさらに電圧低下制御部３０を有する。すなわち、上記の基本構成で電圧低下制御部３０を有しない比較例を考えると、比較例でも、上記の本実施形態と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のリアクトル２０と各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とによりＬＣ共振回路が構成されるので、共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２の出力変動であるパワー変動の周波数とが一致すると、過電流や過電圧が発生する可能性がある。
【００４１】
図５は、比較例の回転電機制御システムにおいて、加速度一定でモータジェネレータＭＧ２の回転を加速する場合の経過時間ｔと、バッテリ１２の出力電流値であるバッテリ電流値ＩＢとの関係を示す図である。図５の横軸は、加速度一定でモータジェネレータＭＧ２の回転を加速する場合の経過時間ｔであるので、モータジェネレータＭＧ２の回転数Ｎに置き換えることができる。図５の縦軸は、バッテリ電流値ＩＢであり、回転数Ｎを上げていったときのＩＢの変化を示している。モータジェネレータＭＧ２では、電流センサ２８のオフセット誤差に起因するパワー変動が発生し、さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のリアクトル２０と各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とによりＬＣ共振回路が構成されるので、ＬＣ共振が発生する。
【００４２】
この場合、ＬＣ共振の周波数領域と上記のパワー変動の周波数とが一致すると、図５の矢印Ｌで示す範囲である共振回転数帯で、ＬＣ共振に基づくバッテリ電流ＩＢの大きな変動が発生する。また、同じ共振回転数帯でＬＣ共振に基づく高圧側電圧ＶＨの大きな変動も発生する。すなわち、パワー変動によるバッテリ電流ＩＢの変動と高圧側電圧ＶＨの変動とが、ＬＣ共振現象によって拡大される。このように、共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２の出力変動であるパワー変動の周波数とが一致すると、電流センサ２８の検出値にゼロ点からずれるオフセット誤差が重畳している場合に、ＬＣ共振でパワー変動の振れが大きくなる。また、この振れの増大に伴って、バッテリ１２の出力電流であるバッテリ電流ＩＢや、システム電圧であるインバータの高圧側電圧ＶＨが大きく変動し、過電流や過電圧が発生する可能性がある。
【００４３】
このようにバッテリ電流ＩＢの変動が拡大し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側電圧ＶＨの変動、すなわちインバータ１６のシステム電圧の変動が拡大すると、インバータ１６による駆動信号が変動し、モータジェネレータＭＧ２の制御が不安定になる。また、バッテリ電流ＩＢの変動が大きくなり、図５に示すＰＣＵ保護閾値Ｘを越えると、インバータ１６と各平滑コンデンサＣ１、Ｃ２とを含むパワーコントロールユニット（ＰＣＵ）の構成部品の性能低下を招く可能性がある。
【００４４】
本実施形態では、比較例でのこのような課題を解決するために、図１、図２のように、制御部１８は電圧低下制御部３０を有する。電圧低下制御部３０は、正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、上記のように、ＬＣ共振回路の共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときに、インバータの入力電圧ＶＨ、すなわちＶＨ上限電圧を、予め設定された所定電圧値まで、または予め設定された所定電圧分だけ低下させる。そして、入力電圧ＶＨに対する、モータジェネレータＭＧ２の線間電圧の実効値Ｊの比（Ｊ／ＶＨ）で表される変調度Ｅを増加させることで、インバータの制御方式を正弦波ＰＷＭ制御方式から変調度Ｅに応じて過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替える。
【００４５】
より好ましくは、電圧低下制御部３０は、モータジェネレータＭＧ２の所定時間当たりの回転数、例えば毎分の回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときであって、電流変動判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）、かつ、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）を超えるとき（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）に、共振周波数領域の周波数とモータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときであるとする。そして、電圧低下制御部３０は、この場合に、インバータ１６の入力電圧ＶＨを低下させ、インバータ１６の制御方式を正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替える。
【００４６】
ここで、「電流変動判定フラグ」とは、実際のバッテリ電流値ＩＢである実電流値ＩＢａにリップル成分を除去するフィルタをかけたフィルタ処理済み電流値ＩＢｆと実電流値ＩＢａとの差の絶対値（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）が、予め設定した所定電流値Ｉｃ（Ａ）よりも大きい場合（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜＞Ｉｃ）にＯＮされ（すなわち１となり）、それ以外の場合にＯＦＦされる（すなわち０となる）ことを意味する。このために、制御部１８には、バッテリ１２（図１）の出力電流であるバッテリ電流ＩＢを検出するバッテリ電流センサ３３（図１）の検出値が入力されている。
【００４７】
また、電圧低下制御部３０は、図４の角速度指令値ω*と、トルク指令値Ｔ*とに基づいて、モータジェネレータＭＧ２の回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とパワーの絶対値｜ＰＭ｜とを算出することができる。ただし、モータジェネレータＭＧ２の回転角度センサＭＲの検出値や、回転角度センサＭＲの代わりに使用して、モータジェネレータＭＧ２の回転数を検出する回転数センサの検出値を、回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とパワーの絶対値｜ＰＭ｜との算出のために用いることもできる。
【００４８】
また、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）を超えるとき（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）であって、かつ、モータジェネレータＭＧ２の所定時間当たりの回転数が特定回転数領域内にあるときに、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）、それ以外の場合にはＯＦＦされる（すなわち０となる）。例えば、モータジェネレータＭＧ２の毎分の回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）が特定回転数領域であるＴ１ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とＴ２ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）との間にあるとき、すなわちＴ１＜｜Ａ｜＜Ｔ２のときには、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされる。
【００４９】
そして、電圧低下制御部３０は、電流変動判定フラグがＯＮされ、かつ、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされたときに、ＶＨ上限電圧を、通常時に使用する通常時電圧よりも低下したＬＣ共振帯用電圧に決定する。変調度制御切替部５６は、決定されたＶＨ上限電圧を用いて変調度Ｅを算出し、その変調度Ｅに基づいてインバータ１６の制御方式を決定する。したがって、ＶＨ上限電圧が通常時電圧よりも低いＬＣ共振帯用電圧となる場合には、変調度Ｅが増加して、インバータの制御方式が正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り換わる。
【００５０】
次に、図６〜８のフローチャートを用いて、図２の変調度制御切替部５６で使用するインバータ１６の入力電圧であるＶＨ上限電圧を決定する方法の１例を説明する。図７は、図６のＳ１０で電流変動判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。図８は、図６のＳ１０でＬＣ共振帯判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。
【００５１】
ＶＨ上限電圧を決定する場合に、まず、図６のステップＳ１０（なお、以下の説明では「ステップＳ」を単にＳという。）において、電流変動判定フラグがＯＮされ、かつ、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされたか否かを判定する。このために図７の電流変動判定フラグ決定用のサブルーチンと、図８のＬＣ共振帯判定フラグ決定用のサブルーチンとを実行する。
【００５２】
まず、図７のＳ２０で、実際のバッテリ１２電流値ＩＢである実電流値ＩＢａとフィルタ処理済み電流値ＩＢｆとの差の絶対値（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）が、予め設定した所定電流値Ｉｃ（Ａ）よりも大きいか否かを判定する。Ｓ２０の判定結果が肯定である場合、すなわち（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）＞Ｉｃである場合には、電流変動判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）（Ｓ２２）、Ｓ２０の判定結果が否定である場合、すなわち（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）≦Ｉｃである場合には、電流変動判定フラグがＯＦＦされる（すなわち０となる）（Ｓ２４）。
【００５３】
また、図８のＳ３０で、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）を超えるとき（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）であって、かつ、モータジェネレータＭＧ２の所定時間である毎分当たりの回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）が特定回転数領域内（すなわちＴ１ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とＴ２ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）との間）にある、すなわちＴ１＜｜Ａ｜＜Ｔ２か否かが判定される。図８のＳ３０の判定結果が肯定である場合には、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）（Ｓ３２）、図８のＳ３０の判定結果が否定である場合には、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＦＦされる（すなわち０となる）（Ｓ３４）。なお、図７、図８のサブルーチン同士の実行の順序は逆でもよい。
【００５４】
次に、図６のＳ１０の判定結果が肯定である場合には、ＶＨ上限電圧を通常時電圧ＶＨｎよりも低いＬＣ共振帯用電圧ＶＨＬに決定する（Ｓ１２）。これに対して、図６のＳ１０の判定結果が否定である場合には、ＶＨ上限電圧を通常時電圧ＶＨｎに決定する（Ｓ１４）。図２に示す変調度制御切替部５６は、決定されたＶＨ上限電圧を用いて変調度Ｅを算出し、その変調度Ｅに応じてモータジェネレータＭＧ２の制御方式を決定する。したがって、ＶＨ上限電圧としてＬＣ共振帯用電圧ＶＨＬが決定された場合には、変調度Ｅが増加することでモータジェネレータＭＧ２の制御方式が、正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替わり、モータジェネレータＭＧ２の制御の応答性が悪化する。
【００５５】
なお、上記で述べた制御部１８の各機能は、ソフトウェアを実行することで実現することができるが、各機能の一部をハードウェアで実現するものとしてもよい。
【００５６】
このような本実施形態によれば、正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、リアクトル２０と平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とを含むＬＣ共振回路の共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときに、インバータ１６の入力電圧であるＶＨ上限電圧を低下させ、インバータ１６の制御方式を正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調制御方式または矩形波制御方式に切り替えるので、制御の応答性が悪化する。このため、モータジェネレータＭＧ２についての電流を検出する電流センサ２８の検出電流値にオフセット誤差が重畳している場合でも、共振周波数領域でのインバータ１６に対する入力電流の変動を小さく抑えることができ、過電流及び過電圧の発生を有効に防止することができる。
【００５７】
なお、本実施形態では、電圧低下制御部３０は、モータジェネレータＭＧ２の回転数が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときに、共振周波数領域の周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときであるとして、インバータ入力電圧ＶＨを低下させている。ただし、本発明は、このような構成に限定されるものではない。例えば、モータジェネレータＭＧ２に動力伝達可能に連結された図示しない出力軸や図示しない車輪の単位時間当たりの回転数が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される別の特定回転数領域内にあるときに、共振周波数領域の周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときであるとして、インバータ入力電圧ＶＨを低下させることもできる。
【００５８】
また、本実施形態では、電圧低下制御部３０は、モータジェネレータＭＧ２の回転数が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるとき（Ｔ１＜｜Ａ｜＜Ｔ２）でも、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）よりも大きい（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）場合で、かつ、実電流値ＩＢａとフィルタ処理済み電流値ＩＢｆとの差の絶対値｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜が所定電流値Ｉｃよりも大きい（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜＞Ｉｃ）ときのみに、インバータ入力電圧ＶＨを低下させている。すなわち、｜ＰＭ｜＞Ｐａでない場合にはパワー変動が小さく、｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜＞Ｉｃでない場合には電流リップルの変動が小さいので、制御方式を過変調制御方式または矩形波制御方式としなくても、過電流及び過電圧の問題は生じにくく、しかも、正弦波ＰＷＭ制御により制御の応答性を高くできる。このため、制御の応答性が過度に低下するのを有効に防止でき、モータジェネレータＭＧ２を搭載した車両等の機器の性能向上を図れる。
【００５９】
なお、本実施形態と異なり、電圧低下制御部３０は、図７の電流変動判定を行ったり、図８のモータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値が所定パワーよりも大きいか否かの判定を行ったりすることなく、モータジェネレータＭＧ２の回転数Ａが特定回転数領域内にあるか否かの判定を行うのみで、インバータ入力電圧ＶＨを低下させることもできる。なお、図６のＳ１２やＳ１４において、ＬＣ共振帯用電圧や通常時電圧は、予め設定された条件の成立の有無等に応じて、それぞれ複数の値が選択されるように設定することもできる。例えば、制御部１８が有する記憶部には、それぞれ複数のＬＣ共振帯用電圧及び通常時電圧の値を記憶させておくこともできる。
【００６０】
なお、上記では、電圧変換部が、昇降圧の機能を有するＤＣ／ＤＣコンバータ１４である場合を説明したが、電圧変換部は、バッテリ１２側からインバータ１６側へ電圧を昇圧する機能のみを有する昇圧コンバータとしてもよく、また、インバータ１６側からバッテリ１２側へ電圧を降圧する機能のみを有する降圧コンバータとしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６１】
本発明に係る回転電機制御システムは、燃料電池車両、ハイブリッド車両等に搭載される回転電機の制御に利用できる。
【符号の説明】
【００６２】
１０ 回転電機制御システム、１２ バッテリ、１４ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１６ インバータ、１８ 制御部、２０ リアクトル、２２ 低圧センサ、２４ 高圧センサ、２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ ステータコイル、２８ 電流センサ、３０ 電圧低下制御部、３２ ＰＩ制御部、３３ バッテリ電流センサ、３４ 電流指令生成部、３６ 減算器部、３８ ３相／２相変換部、４０ ２相／３相変換部、５０ 正弦波ＰＷＭ制御部、５２ 過変調制御部、５４ 矩形波制御部、５６ 変調度制御切替部、５８ 位相制御切替部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転電機と、
直流電源に接続され、リアクトルを含む電圧変換部と、
前記回転電機に接続された駆動回路と、
前記電圧変換部に接続された平滑コンデンサと、
前記駆動回路の入力電圧に対する前記回転電機の必要印加電圧である線間電圧の実効値の比である変調率が予め設定された第１比率以下のときに、正弦波ＰＷＭ制御方式で前記駆動回路を制御し、前記変調率が前記第１比率を上回るときに、過変調制御方式または矩形波制御方式で前記駆動回路を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記リアクトルと前記平滑コンデンサとを含む共振回路の共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときに、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替える電圧低下制御部を含むことを特徴とする回転電機制御システム。
【請求項２】
請求項１に記載の回転電機制御システムにおいて、
前記電圧低下制御部は、前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときに、前記共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときであるとして、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替えることを特徴とする回転電機制御システム。
【請求項３】
請求項２に記載の回転電機制御システムにおいて、
前記電圧低下制御部は、前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときでも、回転電機の出力の絶対値が予め設定される所定出力よりも大きい場合で、かつ、実際の電流値である実電流値にリップル成分を除去するフィルタをかけたフィルタ処理済み電流値と前記実電流値との差の絶対値が予め設定される所定電流値よりも大きいときのみに、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替えることを特徴とする回転電機制御システム。
【請求項１】
回転電機と、
直流電源に接続され、リアクトルを含む電圧変換部と、
前記回転電機に接続された駆動回路と、
前記電圧変換部に接続された平滑コンデンサと、
前記駆動回路の入力電圧に対する前記回転電機の必要印加電圧である線間電圧の実効値の比である変調率が予め設定された第１比率以下のときに、正弦波ＰＷＭ制御方式で前記駆動回路を制御し、前記変調率が前記第１比率を上回るときに、過変調制御方式または矩形波制御方式で前記駆動回路を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記リアクトルと前記平滑コンデンサとを含む共振回路の共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときに、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替える電圧低下制御部を含むことを特徴とする回転電機制御システム。
【請求項２】
請求項１に記載の回転電機制御システムにおいて、
前記電圧低下制御部は、前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときに、前記共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときであるとして、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替えることを特徴とする回転電機制御システム。
【請求項３】
請求項２に記載の回転電機制御システムにおいて、
前記電圧低下制御部は、前記正弦波ＰＷＭ制御方式の実行時において、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときでも、回転電機の出力の絶対値が予め設定される所定出力よりも大きい場合で、かつ、実際の電流値である実電流値にリップル成分を除去するフィルタをかけたフィルタ処理済み電流値と前記実電流値との差の絶対値が予め設定される所定電流値よりも大きいときのみに、前記駆動回路の入力電圧を低下させ、前記駆動回路の制御方式を前記正弦波ＰＷＭ制御方式から前記過変調制御方式または前記矩形波制御方式に切り替えることを特徴とする回転電機制御システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１３−９０４０１（Ｐ２０１３−９０４０１Ａ）
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２７４２８（Ｐ２０１１−２２７４２８）
【出願日】平成２３年１０月１４日（２０１１．１０．１４）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月１４日（２０１１．１０．１４）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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