モータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置
【課題】電圧利用率を改善しつつ、デューティ制約を満たすことができるモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供する。
【解決手段】直流電源４１に接続された３相モータ１２を駆動するモータ駆動回路４０と、３相モータのモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部４２と、モータ電流検出値に基づいて３相モータの各相電流値を求める各相電流演算部３５と、電流指令値を演算するモータ電流指令部３４と、演算した電流指令値と前記各相電流値との電流偏差に応じて３相駆動電圧値を演算する３相駆動電圧演算部３７と、電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記３相駆動電圧値を補正して３相駆動電圧補正値を演算する３相駆動電圧補正部３８と、演算した３相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部３９とを備えている。
【解決手段】直流電源４１に接続された３相モータ１２を駆動するモータ駆動回路４０と、３相モータのモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部４２と、モータ電流検出値に基づいて３相モータの各相電流値を求める各相電流演算部３５と、電流指令値を演算するモータ電流指令部３４と、演算した電流指令値と前記各相電流値との電流偏差に応じて３相駆動電圧値を演算する３相駆動電圧演算部３７と、電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記３相駆動電圧値を補正して３相駆動電圧補正値を演算する３相駆動電圧補正部３８と、演算した３相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部３９とを備えている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相モータに流れる電流を検出する電流検出器と、この電流検出器で検出した電流検出値に基づいて前記３相モータを駆動制御するモータ駆動回路とを備えたモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、モータ駆動制御装置で駆動制御される３相モータを使用した電動パワーステアリング装置が採用されるようになっている。
この電動パワーステアリング装置として、３相ブラシレスモータを駆動するための３相インバータ回路と、この３相インバータ回路に備えられるスイッチング素子のオン／オフを制御するマイクロコンピュータと、３相インバータ回路から３相ブラシレスモータの各相に供給される電流値を検出するための電流検出器とを備えた構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。ここで、電流検出器は、相毎に設けられており、各電流検出器の検出信号は、マイクロコンピュータに入力されるようになっている。マイクロコンピュータは、ステアリングホイールの操作に応じた各相目標電流値を定める。そして、各相目標電流値と各電流検出器によって検出される各相電流検出値との偏差に応じたデューティで、３相インバータ回路に備えられる各スイッチング素子をオン／オフさせる。これにより、３相ブラシレスモータの各相に各相目標電流値の電流が供給されて、ステアリングホイールの操作に応じた操舵補助力が３相ブラシレスモータから発生される。
【０００３】
ところが、上記特許文献１に記載の電動パワーステアリング装置にあっては、相毎に電流検出器を備えているため、製造コストが高いという問題点がある。そこで、インバータ回路と電源またはグランドとの間に接続された単一の電流検出器を用いて、各相ＰＷＭ信号の搬送波を所定の位相シフト量だけ互いにずらせることで、電流検出器により検出された値から各相の電流値を求め、その値に基づいてモータを制御する方法が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
この特許文献２に記載の従来例にあっては、各相電流を求めるためには、インバータ回路のスイッチング素子のローサイドアーム（下段）のうち少なくとも２相分がＰＷＭ信号の一周期内にオンする状態を作り出す必要があるため、ＰＷＭ信号の搬送波の位相シフトを行う必要があり、ＰＷＭ信号のデューティに制約が生じるという問題点がある。
【０００４】
すなわち、例えば、Ｕ相を最大デューティ相、Ｗ相を中間デューティ相、Ｗ相を最小デューティ相とし、ＰＷＭ信号の一周期内でＵ相のみオンすることにより、Ｕ相電流を検出し、Ｕ粗及びＶ相をともにオンすることにより、Ｕ相電流を用いてＶ相電流を検出し、検出されたＵ相電流とＶ相電流とからＷ相電流を算出する方式の場合には、Ｕ相のみをオン状態とするための期間を設ける必要があるため、Ｖ相及びＷ相は、Ｕ相に対して所定の期間、オン出力してはいけないことになる。また、Ｕ相及びＶ相をオン状態とするための期間を設ける必要があるため、Ｖ相に対して、Ｗ相は同様に所定の期間、オン出力してはいけないことになる。
【０００５】
具体的には、ＰＷＭ出力値の一周期を５０ｕｓとし、Ｕ相のみをオン状態とするための期間を５ｕｓに設定した場合は、ＰＷＭ出力値の搬送波の位相シフト量を各相５ｕｓとし、Ｖ相及びＷ相のデューティは、５ｕｓ／５０ｕｓ＝１０％以上デューティ比を小さくする必要がある。このＵ相のみをオン状態とするための期間は、Ｕ相のみがオン状態となり、Ｕ相電流が電流検出器に流れ込み、電流検出器の信号をマイクロコンピュータ内のＡ／Ｄ変換機能にてＡ／Ｄ変換するために必要な時間であり、インバータ回路のローサイドアーム（下段）におけるスイッチング素子のオン／オフ時のリンギングやスイッチング時間、Ａ／Ｄ変換時間を考慮すると、５ｕｓ以上設けることが望ましい。また、Ｗ相も同様にＶ相に対して１０％以上デューティ比を小さくする必要がある。
【０００６】
すなわち、図１９に示すように、カウント値を“０”から最大値Ｎｍａｘまでカウントすることを繰り返して鋸歯状波でなる搬送波を形成するＰＷＭカウンタのカウント値とデューティ比設定値Ｎｄｕ〜Ｎｄｗとを比較して、ＰＷＭカウンタのカウント値がデューティ比設定値Ｎｄｕ〜Ｎｄｗより小さいときにオン状態となるＰＷＭ出力値を形成するものとする。
この場合に、Ｕ相のデューティ比設定値Ｎｄｕを、図１９（ａ）に示すように、ＰＷＭカウンタの最大値Ｎｍａｘと等しく設定することにより、Ｕ相のＰＷＭ出力値のデューティ比を、図１９（ｄ）に示すように、例えば１００％に設定する。
【０００７】
これに対して、Ｖ相については、例えばＰＷＭカウンタのカウント開始時点をＵ相のＰＷＭカウンタのカウント開始時点より例えば位相シフト量５ｕｓ以上遅れた時点に設定するとともに、デューティ比設定値ＮｄｖをＰＷＭカウンタの最大値Ｎｍａｘの９０％以下に設定して、Ｖ相のＰＷＭ出力値が、図１９（ｅ）に示すように、Ｕ相のＰＷＭ出力値に対して５ｕｓ以上遅れた時点でオン状態となり、ＰＷＭ一周期の終了時点でオフ状態となるように形成する。
【０００８】
さらに、Ｗ相については、ＰＷＭカウンタのカウント開始時点をＶ相のＰＷＭカウンタのカウント開始時点より例えば位相シフト量５ｕｓ以上遅れた時点に設定するとともに、デューティ比設定値ＮｄｗをＰＷＭカウンタの最大値Ｎｍａｘの８０％以下に設定して、Ｗ相のＰＷＭ出力値が、図１９（ｆ）に示すように、Ｖ相のＰＷＭ出力値に対して５ｕｓ以上遅れた時点でオン状態となり、ＰＷＭ一周期の終了時点でオフ状態となるように形成する。
【０００９】
このようにＵ相、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭカウンタのカウント開始時点を少なくとも位相シフト量５ｕｓ以上ずらし、且つデューティ比設定値Ｎｄｕに対してＮｄｖ及びＮｄｗをそれぞれ１０％以上ずつ減少させることにより、ＰＷＭ一周期の開始時点から位相シフト量５ｕｓの間でＵ相のＰＷＭ出力値のみをオン状態とし、その後の位相シフト量５ｕｓが経過するまでの間でＵ相及びＶ相のＰＷＭ出力値の双方をオン状態とすることができる。
このときのＵ相電流を電流検出値で検出することにより、Ｕ相電流値及びＶ相電流値を求めることができ、これらに基づいてＷ相電流値を算出することができる。
この場合、最大相（Ｕ相）≦１００％、中間相（Ｖ相）≦９０％及び最小相（Ｗ相）≦８０％という制約条件が発生する。
【００１０】
逆に、図２０（ｆ）に示すように、Ｗ相のＰＷＭ出力値のデューティ比が０％である場合には、Ｕ相のＰＷＭ出力値のみがオン状態、Ｕ相及びＶ相の双方のＰＷＭ出力値がオン状態となる期間を形成するには、Ｕ相については、図２０（ａ）に示すように、デューティ設定値ＮｄｕをＰＷＭカウンタの最大値Ｎｍａｘの２０％以上に設定することにより、図２０（ｄ）に示すように、ＰＷＭ一周期の開始時点から１０ｕｓ以上経過するまでの間オン状態となるＵ相のＰＷＭ出力値を形成し、Ｖ相については、図２０（ｂ）に示すように、デューティ設定値ＮｄｖをＰＷＭカウンタの最大値Ｎｍａｘの１０％以上に設定することにより、図２０（ｅ）に示すように、ＰＷＭ一周期の開始時点から５ｕｓ以上経過した時点から５ｕｓ以上経過するまでの間オン状態となるＶ相のＰＷＭ出力値を形成する。
つまり、最大相（Ｕ相）≧２０％、中間相（Ｖ相）≧１０％、最小相（Ｗ相）≧０％の制約条件が発生する。
【００１１】
以上を整理すると、ＰＷＭ一周期内で最大相のみオン状態とすることにより、最大相（Ｕ相）電流を検出し、最大相（Ｕ相）と中間相（Ｖ相）の双方をオン状態とすることにより、最大相（Ｕ相）電流を用いて中間層（Ｖ相）電流を検出し、検出された最大相（Ｕ相）電流と中間相（Ｖ）相電流とから最小相（Ｗ相）電流を検出する方式の場合、２０％≦最大相（Ｕ相）≦１００％、１０％≦中間相（Ｖ相）≦９０％、０％≦最小相（Ｗ）相≦８０％というデューティ比制約がある。
【００１２】
また、ＰＷＭ一周期内で最大相（Ｕ相）のみオン状態とすすることにより最大相（Ｕ相）電流を検出し、続いて中間相（Ｖ相）のみをオン状態とすることにより中間相（Ｖ相）電流を検出、検出された最大相（Ｕ相）電流と中間相（Ｖ相）電流から最小相（Ｗ相）電流を算出する方式の場合や、ＰＷＭ一周期内で最大相（Ｕ相）と中間相（Ｖ相）をオン状態とすることにより−Ｗ相電流を検出し、続いて中間相（Ｖ相）と最小相（Ｗ相）をオン状態とすることにより−最大相（Ｕ相）電流を検出し、検出された−最大相（Ｕ相）電流と-最小相（Ｗ相）電流から中間相（Ｖ相）電流を算出する方式の場合など、詳細は省略するが、ＰＷＭ搬送波の位相シフト量を任意に変更することで、各相の電流を検出及び算出することは可能であるが、いずれの場合も各相のデューティ比に制約が発生する。
【００１３】
ところで、一般的に３相モータを駆動する場合は、正弦波電圧駆動が用いられている。これはデューティ比５０％を基準に正弦波波形のデューティ比を出力し、インバータ駆動回路を介してモータに正弦波波形の相電圧を印加しモータを駆動する方法である。
つまり、モータの正弦波電圧を印加しない場合は、３相ともデューティ比が５０％となり、正弦波電圧を印加する場合は、デューティ比５０％を基準に正負に正弦波波形のデューティ比を設定する。デューティ比を飽和限界（デューティ最大値≦１００％、デューティ最小値≧０％）まで使用した場合は、図２１に示すような正弦波デューティ波形となる。
【００１４】
上記、ＰＷＭ一周期内で最大相のみＯＮすることにより最大相（Ｕ相）電流を検出し、最大相（Ｕ相）と中間相（Ｖ相）をＯＮすることにより最大相（Ｕ相）電流を用いて中間相（Ｖ相）電流を検出、検出された最大相（Ｕ相）電流と中間相（Ｖ相）電流から最小相（Ｗ相）電流を検出する方式の場合、２０％≦最大相≦１００％、１０％≦中間相≦９０％、０％≦最小相≦８０％というデューティ比制約があるが、図２１のようなデューティ波形の場合は、７５％≦最大相≦１００％、２５％≦中間相≦７５％、０％≦最小相≦２５％となり、上記デューティ比制約を満たすことができる。正弦波電圧を印加せず３相デューティ比が５０％の場合も、最大相＝中間相＝最小相＝５０％となり、上記デューティ比制約を満たすことができる。
【００１５】
しかしながら、３相モータの各相への相印加電圧を正弦波電圧とした場合、線間電圧の基本波の振幅が電源電圧の√３／２以下の範囲でしか正常にＰＷＭ駆動できず、電圧利用率が低いという問題があった。例えば、自動車に使用されている電動パワーステアリング制御装置はバッテリ電圧でモータを駆動するため、電源電圧利用率低下は電動パワーステアリング制御装置の出力性能低下につながり好ましくないという問題がある。
【００１６】
そこで、この問題を解決するために、３相の正弦波電圧に対して、電圧利用率を改善するために、３相正弦波電圧の最大値と最小値を平均した値を、３相正弦波電圧から減算して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加する方法や、３相正弦波電圧の最小値を、３相正弦波電圧から減算して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加する方法、３相正弦波電圧を基本波として、その３次高調波を３相正弦波電圧に重畳して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加する方法が提案されている（例えば、特許文献３参照）。この方法により電圧利用率は２／２となり電圧利用率の改善が行われている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００２−２７２１７９号公報
【特許文献２】特開２００６−１５８１９８号公報
【特許文献３】特許第３４８０８４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、上記特許文献３に記載の従来例にあっては、３相正弦波電圧の最大値と最小値を平均した値を、３相正弦波電圧から減算して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加するので、デューティ比を飽和限界（デューティ最大値≦１００％、デューティ最小値≧０％）まで使用した場合は、図２２に示すようなデューティ波形となり、約９３％≦最大相≦１００％、約７％≦中間相≦約９３％、０％≦最小相≦約７％となり、特許文献２に記載の従来例について前述した単一の電流検出器を使用して電流検出する場合のデューティ比制約である１０％≦中間相≦９０％を満たすことができず、単一の電流検出器を使用した電流検出ができないという未解決の課題がある。
【００１９】
同様に３相正弦波電圧の最小値を、３相正弦波電圧から減算して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加する方法では、図２３に示すようなデューティ波形となり、ある位相で中間相＝最小相＝０％となり、デューティ制約が満たせず、単一の電流検出器を使用した電流検出ができないという未解決の課題がある。
また、３相正弦波電圧を基本波として、その３次高調波を３相正弦波電圧に重畳して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加する方法では、図２４に示すような波形となり３次高調波の含有率によっては、１０％≦中間相≦９０％となるため、デューティ制約を満たすことができるが、３次高調波を生成するためには、ｄ軸及びｑ軸でモータ電流をフィードバック制御し、ｄｑ軸から３相へ逆変換する際に使用する電気角θに応じた３次高調波を生成するためのデータテーブルが必要になり、マイクロコンピュータのＲＯＭの記憶容量が大きくなるという未解決の課題がある。
【００２０】
さらに、ｄ軸及びｑ軸でモータ電流をフィードバックする方法ではなく、一般的に３相モータの制御に利用されている方法である３相モータ電流指令値と３相電流検出値との電流偏差に応じて、ＰＩ制御器などを介して３相駆動電圧値を演算する場合は、状況により変化する３相電流指令値や３相電流検出値との差である電流偏差に応じて３相駆動電圧値が変化するため、それに重畳する３次高調波電圧の割合や位相を一意に決めることができず、３次高調波を重畳することができないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電圧利用率を改善しつつ、デューティ制約を満たすことができるモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記目的を達成するために、請求項１に係るモータ駆動制御装置は、３相モータに供給する駆動電流を制御するモータ駆動制御装置であって、直流電源に接続された前記３相モータを駆動するモータ駆動回路と、前記３相モータに流れるモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部と、該モータ電流検出部で検出した電流検出値に基づいて、前記３相モータの各相に流れる各相電流値を求める各相電流演算部と、前記３相モータに供給する駆動電流の電流指令値を演算するモータ電流指令部と、該モータ電流指令部で演算した電流指令値と、前記各相電流演算部で演算された各相電流値との電流偏差に応じて３相駆動電圧値を演算する３相駆動電圧演算部と、予め設定された電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記３相駆動電圧値に対して補正を行って３相駆動電圧補正値を演算する３相駆動電圧補正部と、該３相駆動電圧補正部で演算した３相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部とを備えたことを特徴としている。
【００２２】
この請求項１に係る発明では、モータ電流指令部で演算した３相モータに供給する駆動電流の電流指令値と各相電流演算部で演算した各相電流値との電流偏差に応じて３相駆動電圧値を演算し、この３相駆動電圧値を電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って補正して３相駆動電圧補正値を演算し、この３相駆動電圧補正値に基づいてモータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を形成することにより、単一の電流検出器でモータ電流を検出する場合に、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満足させて３相モータを駆動制御する。
また、請求項２に係るモータ駆動制御装置は、３相モータに供給する駆動電流を制御するモータ駆動制御装置であって、直流電源に接続された前記３相モータを駆動するモータ駆動回路と、前記３相モータの回転位置を検出して電気角信号を演算する電気角演算部と、前記３相モータに流れるモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部と、該モータ電流検出部で検出したモータ電流検出値に基づいて前記３相モータの各相に流れる各相電流値を求める各相電流演算部と、該各相電流演算部で演算した各相電流値に対してｄｑ軸変換を行ってｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値を求めるｄｑ軸変換部と、前記３相モータを制御するためのｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算するモータ電流指令値演算部と、該モータ電流指令値演算部で演算したｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と前記ｄｑ軸変換部で変換されたｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値との電流偏差に応じてｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧を演算するｄｑ軸電圧演算部と、該ｄｑ軸電圧演算部で演算したｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧と前記電気角信号とに基づいてｄｑ軸逆変換を行い、３相駆動電圧値を演算する３相駆動電圧演算部と、予め設定された電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記３相駆動電圧値に対して補正を行い、３相駆動電圧補正値を演算する３相駆動電圧補正部と、該３相駆動電圧補正部で演算した３相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部とを備えたことを特徴としている。
【００２３】
この請求項２に係る発明では、３相モータを制御するためのｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算するともに、単一のモータ電流検出部で検出したモータ電流検出値に基づいて３相モータの各相に流れる各相電流値をｄｑ軸変換してｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値を求め、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値とｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値との電流偏差に応じてｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧を演算し、これらｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧をｄｑ軸逆変換して３相駆動電圧値を演算し、この３相駆動電圧値を電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って補正して３相駆動電圧補正値を演算し、この３相駆動電圧補正値に基づいてモータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を形成することにより、単一の電流検出器でモータ電流を検出する場合に、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満足させて３相モータを駆動制御する。
【００２４】
さらに、請求項３に係るモータ駆動制御装置は、請求項１又は２に係る発明において、前記モータ電流検出部は、前記モータ駆動回路と電源及び接地の何れかとの間を流れる電流を検出する単一の電流検出器で構成され、前記パルス幅変調信号生成部は、前記３相モータの各相のパルス幅変調信号における搬送波の立ち上がり及び立ち下がりの一方のタイミングが所定の位相シフト量だけ互いにずらして設定されていることを特徴としている。
【００２５】
この請求項３に係る発明では、モータ駆動回路と電源又は接地との間で単一の電流検出器によってモータ電流を検出する場合に、パルス幅変調信号生成部で、前記３相モータの各相のパルス幅変調信号における搬送波の立ち上がり及び立ち下がりの一方のタイミングを所定の位相シフト量だけ互いにずらして設定することにより、単一の電流検出器で検出したモータ電流検出値に基づいて各相電流を演算することができる。
【００２６】
さらにまた、請求項４に係るモータ駆動制御装置は、請求項１乃至３の何れか１つに係る発明において、前記３相駆動電圧補正部は、前記３相駆動電圧値を基本正弦波とし、この基本正弦波に、予め設定された前記補正演算式に従って、その３次奇数倍高調波を重畳して３相駆動電圧補正値を演算することを特徴としている。
この請求項４に係る発明では、基本正弦波に補正演算式に従って、その３次奇数倍高調波を重畳する補正を行うことにより、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満たして３相モータを駆動することができる。
【００２７】
なおさらに、請求項５に係るモータ駆動制御装置は、請求項４に係る発明において、前記３相駆動電圧補正部は、前記補正演算式を前記３相駆動電圧の二乗和の値を用いた演算式を含む演算式としたことを特徴としている。
この請求項５に係る発明では、補正演算式を３相駆動電圧の二乗和の値を用いた演算式を含むことにより、３相駆動電圧の二乗和の値を用いて補正値を算出し、これを基本正弦波から減算することにより、擬似的に３次奇数倍高調波を重畳することができる。
【００２８】
また、請求項６に係るモータ駆動制御装置は、請求項１乃至５の何れか１つに係る発明において、前記３次奇数倍高調波は、前記基本正弦波と同じ符号で重畳されることを特徴としている。
この請求項６に係る発明では、３次奇数倍高調波を基本正弦波に同じ符号で重畳することにより、電圧利用率を改善しつつデューティ制限を満たす補正を行うことができる。
【００２９】
さらに、請求項７に係るモータ駆動制御装置は、請求項６に係る発明において、前記３次奇数倍高調波は、高次になるにつれて、その含有率が低くなるように設定されていることを特徴としている。
この請求項７に係る発明では、３次奇数倍高調波の次数が高くなるにつれて、基本正弦波に対する含有率が低くなるので、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満たす補正を行うことができる。
【００３０】
さらにまた、請求項８に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に作用する操舵トルクに基づいて、操舵アシスト力を発生する３相モータに流す駆動電流を制御するようにした電動パワーステアリング装置であって、前記３相モータを前記請求項１乃至７の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置を用いて駆動制御することを特徴としている。
この請求項８に係る発明では、製造コストの低減と電圧利用率の改善による電動パワーステアリングの出力性能の向上を両立して実現することができる。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、モータ電流を単一の電流検出部で検出する場合に、電流指令値に基づいて演算される３相駆動電圧値を、電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って補正することにより、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満たして３相モータを駆動することができるモータ駆動制御装置を提供することができるという効果が得られる。
また、上記モータ駆動制御装置で操舵補助力を発生する３相モータを駆動制御することにより、製造コストの低減と電圧利用率の改善による電動パワーステアリングの出力性能の向上を両立して実現することができる電動パワーステアリング装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態を示す全体構成図である。
【図２】モータ駆動制御装置の一例を示すブロック図である。
【図３】モータ駆動制御装置のマイクロコンピュータの機能ブロック図である。
【図４】パルス幅変調信号生成部のデューティ比１００％時の動作説明に供する信号波形図である。
【図５】パルス幅変調信号生成部のデューティ比０％時の動作説明に供する信号波形図である。
【図６】第１の実施形態における３相駆動電圧補正値を示す信号波形図である。
【図７】図６の一相分の駆動電圧値の補正前後の信号波形図である。
【図８】図７の駆動電圧値を高速フーリエ変換した次数と含有率との関係を示すグラフである。
【図９】図８の９次以降の高調波を拡大して示すグラフである。
【図１０】補正前のＵ相及びＶ相駆動電圧値とＵ−Ｖ相間電圧とを示すグラフである。
【図１１】補正後のＵ相及びＶ相駆動電圧値とＵ−Ｖ相間電圧とを示すグラフである。
【図１２】第１の実施形態におけるマイクロコンピュータで実行するモータ駆動制御処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図１３】第１の実施形態におけるマイクロコンピュータで実行するモータ電流検出処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図１４】本発明の第２の実施形態におけるＵ相駆動電圧値の補正前後の信号波形図である。
【図１５】図１４の補正前のＵ相駆動電圧値の高速フーリエ変換した次数と含有率との関係を示すグラフである。
【図１６】図１５の９次以降の高調波を拡大して示すグラフである。
【図１７】本発明の第３の実施形態におけるＵ相駆動電圧値の補正前後の信号波形図である。
【図１８】本発明の第４の実施形態を示すモータ駆動制御装置におけるマイクロコンピュータの機能ブロック図である。
【図１９】従来例のパルス幅変調信号生成部のデューティ比１００％時の動作説明に供する信号波形図である。
【図２０】従来例のパルス幅変調信号生成部のデューティ比０％時の動作説明に供する信号波形図である。
【図２１】従来例の補正前のモータ駆動電圧値のデューティ波形図である。
【図２２】従来例の３相正弦波電圧の最大値と最小値を平均した値を、３相正弦波電圧から減算したモータ駆動電圧補正値のデューティ波形を示す信号波形図である。
【図２３】従来例の３相正弦波の最小値を３相正弦波電圧から減算したモータ駆動電圧補正値のデューティ波形を示す信号波形図である。
【図２４】３相正弦波電圧を基本波として、その３次高調波を３相正弦波電圧に重畳したモータ駆動電圧補正値のデューティ波形を示す信号波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の一実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。
【００３４】
そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。
【００３５】
ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１１に連結された操舵補助力を発生する３相モータとしての３相ブラシレスモータ１２とを備えている。
操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を抵抗変化や磁気変化に変換して検出するように構成されている。
【００３６】
また、３相ブラシレスモータ１２は、図２に示すように、Ｕ相コイルＬｕ、Ｖ相コイルＬｖ及びＷ相コイルＬｗの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの他端がモータ駆動制御装置２０に接続されて個別にモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。また、３相ブラシレスモータ１２は、モータ回転角θｍを検出するレゾルバ、ロータリエンコーダ等で構成されるモータ回転角センサ１３を備えている。
【００３７】
モータ駆動制御装置２０には、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出された車速Ｖｓが入力されると共に、モータ回転角センサ１３で検出されたモータ回転角θｍが入力されている。
このモータ駆動制御装置２０は、図２に示すように、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出した車速Ｖｓが直接入力され、モータ回転角センサ１３で検出したモータ回転角θｍがセンサインタフェース（Ｉ／Ｆ）３０ａを介して入力され、さらに、後述するモータ電流検出器４２からモータ電流検出値Ｉｍが入力されるマイクロコンピュータ３０と、このマイクロコンピュータ３０から出力されるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号が入力されるモータ駆動回路４０とを備えている。
【００３８】
モータ駆動回路４０は、直流電源としての負極側が接地されたバッテリ４１の正極側と接地との間に接続されており、このモータ駆動回路４０と接地との間に３相ブラシレスモータ１２に流れるモータ電流Ｉｍを検出するモータ電流検出部としての単一のモータ電流検出器４２が設けられている。このモータ電流検出器４２は、図示しないがモータ駆動回路４０と接地との間に介装されたシャント抵抗とこのシャント抵抗の両端電圧を検出してモータ電流検出値Ｉｍとして出力するオペアンプとで構成され、オペアンプから出力されるモータ電流検出値Ｉｍがマイクロコンピュータ３０のＡ／Ｄ変換入力端子に入力されている。
【００３９】
ここで、モータ駆動回路４０は、図２に示すように、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）等で構成される電圧制御形の６個の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を有し、これら半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を２つずつ直列に接続した３つの直列回路を並列に接続したインバータ回路の構成を有する。
【００４０】
そして、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３及びＱ５のドレインがバッテリ４１の正極側に接続され、半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４及びＱ５のソースがモータ電流検出器４２を介して接地されている。また、半導体スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の接続点、Ｑ３及びＱ４の接続点並びにＱ５及び１６の接続点が交流出力点として３相ブラシレスモータ１２の励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに接続されている。
【００４１】
また、マイクロコンピュータ３０は、機能ブロック図で表すと、図３に示すように構成されている。すなわち、モータ回転角センサ１３で検出されたモータ回転角θｍに基づいて電気角θを演算する電気角演算部３１と、この電気角演算部３１で演算された電気角θを微分して電気角速度ωを演算する電気角速度演算部３２と、トルクセンサ３で検出された操舵トルクＴ、車速センサ２１で検出された車速Ｖｓ及び電気角速度演算部３２で演算された電気角速度ωが入力されてトルク指令値Ｔ＊を算出するトルク制御部３３とを備えている。
【００４２】
マイクロコンピュータ３０は、また、トルク制御部３３から出力されるトルク指令値Ｔ＊に基づいて３相モータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊を演算するモータ電流指令部３４と、モータ駆動回路４０に設けられたモータ電流検出器４２で検出されたモータ電流検出値Ｉｍに基づいて３相ブラシレスモータ１２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを演算する各相電流演算部３５と、モータ電流指令部３４で演算したモータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊と各相電流演算部３５で演算した各相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗとの電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗを算出する減算部３６とを備えている。
【００４３】
ここで、モータ電流指令部３４は、トルク制御部３３から入力されるトルク指令値Ｔ＊、電気角演算部３１から入力される電気角θ及び電気角速度演算部３２から入力される電気角速度ωに基づいてベクトル制御演算を行って、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出し、これらｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を２相／３相変換処理してブラシレスモータ１２に対するＵ相電流指令値Ｉｕ＊、Ｖ相電流指令値Ｉｖ＊及びＷ相電流指令値Ｉｗ＊を演算する。
【００４４】
また、各相電流演算部３５は、後述するパルス幅変調信号生成部３９から出力される電流検出タイミング信号に基づいてＵ相電流のみがオン状態であるときのモータ電流検出値ＩｍをＵ相電流Ｉｕとし、次いで、Ｕ相及びＶ相のみがオン状態であるときのモータ電流検出値ＩｍからＵ相電流Ｉｕを減算して、Ｖ相電流Ｉｖを算出し、算出したＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖに基づいてＷ相電流Ｉｗを算出する。
【００４５】
マイクロコンピュータ３０は、さらに、減算部３６から出力される電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗをＰＩ（比例・積分）制御処理して３相駆動電圧値にＶｕ、Ｖｖ及びＶｗを演算する３相駆動電圧演算部としてのＰＩ制御部３７と、このＰＩ制御部３７で演算した３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに対して電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正のための補正演算式に従って補正を行って３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘを演算する３相駆動電圧補正部３８と、この３相駆動電圧補正部３８から出力される３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘに基づいてパルス幅変調処理を行って前述したモータ駆動回路３０の各半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するパルス幅変調信号生成部３９とを備えている。
【００４６】
ここで、３相駆動電圧補正部３８は、３相のモータ駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力され、補正値を用いて３相のモータ駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを補正し、３相のモータ駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘを出力する。
具体的には、１２０ｄｅｇ位相がずれた３相の正弦波の２乗和が、その正弦波一周期の波高値の１．５倍された値となることを利用し、その値を用いて補正値を算出して３相のモータ駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから減算することにより、３相のモータ駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘを算出する。
すなわち、先ず、３相のモータ駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの２乗和から波形補正値算出用の補正算出定数Ｂを算出する。
Ｂ＝（√｛２／３（Ｖｕ２＋Ｖｖ２＋Ｖｗ２）｝／（２／√３） …………（１）
【００４７】
次いで、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの最大値と最小値及び補正算出定数Ｂに基づいて定数Ｘ１及びＹ１を算出し、これら定数Ｘ１及びＹ１を下記条件式１及び２に基づいて定数Ｘ２及びＹ２を算出し、これら定数Ｘ２及びＹ２を加算して波形補正値Ｃを算出する。
Ｘ１＝ＭＡＸ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）−Ｂ
Ｙ１＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）＋Ｂ
条件式１：Ｘ１≧０、真の場合：Ｘ２＝Ｘ１、偽の場合：Ｘ２＝０
条件式２：Ｙ１＜０、真の場合：Ｙ２＝Ｙ１、偽の場合：Ｙ２＝０
Ｃ＝Ｘ２＋Ｙ２ …………（２）
【００４８】
次いで、波形補正値Ｃを利用して、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘを算出する。
Ｖｕｘ＝Ｖｕ−Ｃ …………（３）
Ｖｖｘ＝Ｖｖ−Ｃ …………（４）
Ｖｗｘ＝Ｖｗ−Ｃ …………（５）
【００４９】
また、パルス幅変調信号生成部３９は、前述した従来例と同様に、図４に示すように、カウント値を“０”から最大値Ｎｍａｘまでカウントすることを繰り返して鋸歯状波でなる搬送波を形成するＰＷＭカウンタのカウント値と３相駆動電圧補正部３８から出力される３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘに応じたデューティ比設定値Ｎｄｕ、Ｎｄｖ及びＮｄｗとを比較して、ＰＷＭカウンタのカウント値がデューティ比設定値Ｎｄｕ、Ｎｄｖ及びＮｄｗより小さいときにオン状態となり、デューティ比設定値Ｎｄｕ、Ｎｄｖ及びＮｄｗより大きいときにオフ状態となるパルス幅変調信号を生成し、生成したパルス幅変調信号をモータ駆動回路４０の各半導体スイッチング素子のゲートに供給する。
【００５０】
また、各相のデューティ設定値を比較し、最大相（図４ではＵ相）、中間相（図４ではＶ相）、最小相（図４ではＷ相）を抽出し、最大相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波に対して、中間相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の位相がＰ１（＝図４では５ｕｓ）だけ遅れ、中間相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波に対して、最小相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の位相がＰ２（＝図４では５ｕｓ）だけ遅れるように、各相のパルス幅（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の位相を決定している。
【００５１】
つまり、Ｕ相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波に対して、Ｖ相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の位相が５ｕｓだけ遅れ、Ｖ相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波に対して、Ｗ相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の位相が５ｕｓだけ遅れるように設定されている。
【００５２】
各相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号のハイレベルへの立ち上がりタイミングは、それぞれ各相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の立ち下がりのタイミングと同期している。そのため、Ｕ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号のハイレベルへの立ち上がりのタイミングは、Ｖ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号のハイレベルへの立ち上がりのタイミングよりも５ｕｓだけ遅れる。また、Ｖ相パルス幅変調（ＰＷＭ信号）のハイレベルへの立ち上がりのタイミングは、Ｗ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号のハイレベルへの立ち上がりのタイミングよりも５ｕｓだけ遅れて出力される。
【００５３】
これにより、Ｕ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号がハイレベルに立ち上がってから５ｕｓが経過するまでの期間は、Ｕ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号のみがハイレベルとなり、３相ブラシレスモータ１２のＵ相を流れる電流（Ｕ相電流）Ｉｕのみが、モータ駆動回路４０とＧＮＤ間の電流経路を流れる。したがって、マイクロコンピュータ３０は、各相電流演算部３５により、その期間にモータ電流検出器４２の出力信号を参照することにより、３相ブラシレスモータ１２を流れるＵ相電流の値（Ｕ相電流値Ｉｕ）を得ることができる。また、Ｖ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号がハイレベルに立ち上がってから５ｕｓが経過するまでの期間は、Ｕ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号およびＶ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号がハイレベルとなり、３相ブラシレスモータ１２を流れるＵ相電流ＩｕおよびＶ相を流れる電流（Ｖ相電流Ｉｖ）が、モータ駆動回路４０とＧＮＤ間の電流経路を流れる。したがって、マイクロコンピュータ３０は、各相電流演算部３５により、その期間にモータ電流検出器４２の出力信号を参照することにより、３相ブラシレスモータ１２を流れるＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖの合計電流値を得ることができる。そして、各相電流演算部３５によりその合計電流値から上記のようにして求めたＵ相電流検出値Ｉｕを差し引くことにより、３相ブラシレスモータ１２を流れるＶ相電流の値（Ｖ相電流値Ｉｖ）を得ることができる。また、こうしてＵ相電流検出値Ｉｕ及びＶ相電流検出値Ｉｖが得られると、Ｕ相電流検出値Ｉｕ、Ｖ相電流検出値Ｉｖ及びモータのＷ相を流れる電流の値（Ｗ相電流検出値Ｉｗ）の和は零であることから、零からＵ相電流検出値Ｉｕ及びＶ相電流検出値Ｉｖの和を差し引くことにより、Ｗ相電流検出値Ｉｗを得ることができる。このように、単一のモータ電流検出器４２の出力信号に基づいて、３相ブラシレスモータ１２の各相に流れる各相電流値（Ｕ相電流検出値Ｉｕ、Ｖ相電流検出値Ｉｖ及びＷ相電流検出値Ｉｗ）を求めることができる。そのため、各相に個別に電流検出器を設ける構成とは異なり、単一の電流検出器４２を備えていればよいので、コストの低減を図ることができる。
【００５４】
但し、この電流検出方式は、図４、図５の例に示すとおり、最大相（本例ではＵ相）に対し、中間相（本例ではＶ相）、最小相（本例ではＷ相）のデューティに制約がある。つまり、パルス幅変調（ＰＷＭ）一周期を例えば５０ｕｓとして、ＰＷＭ搬送波である鋸歯状波の位相シフト量Ｐ１、Ｐ２を５ｕｓとした場合、２０％≦最大相≦１００％、１０％≦中間相≦９０％、０％≦最小相≦８０％というデューティ制約がある。
【００５５】
この位相シフト量Ｐ１及びＰ２は、本実施例ではＰ１＝Ｐ２＝５ｕｓとしたが、Ｐ１≠Ｐ２にしても良いし、５ｕｓ以外の時間に設定しても良い。位相シフト量Ｐ１及びＰ２は、モータ電流検出器４２の信号をマイクロコンピュータ３０内のＡ／Ｄ変換器にてＡ／Ｄ変換するために必要な時間であり、モータ駆動回路４０の電流検出器４２側にあるローサイドアーム（下段）のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のＯＮ／ＯＦＦ時のリンギングやスイッチング時間、Ａ／Ｄ変換時間を考慮すると、５ｕｓ以上設けることが望ましい。なお、位相シフト量Ｐ１及びＰ２を５ｕｓより大きくした場合は、上記デューティ制約も異なることになる。
【００５６】
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、ステアリングホイール１を操舵すると、そのときの操舵トルクＴが操舵トルクセンサ３で検出されると共に、車速Ｖｓが車速センサ２１で検出される。そして、検出された操舵トルクＴ及び車速Ｖｓがモータ駆動制御装置２０のマイクロコンピュータ３０の機能ブロックで表されるトルク制御部３３に入力される。
【００５７】
一方、モータ回転角センサ１３で検出されたモータ回転角θｍが電気角演算部３１に供給されて電気角θに変換されると共に、変換された電気角θが電気角速度演算部３に供給されて電気角速度ωが算出される。
このため、トルク制御部３３で、操舵トルクＴ、車速Ｖｓ及び電気角速度ωに応じたトルク指令値Ｔ＊が算出され、これがモータ電流指令部３４に供給される。このモータ電流指令部３４で、でトルク指令値Ｔ＊、電気角θ及び電気角速度ωに基づいてｄ−ｑ軸電流指令値演算処理を行って、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出し、算出したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を２相／３相変換して、３相ブラシレスモータ１２に対するＵ相電流指令値Ｉｕ＊、Ｖ相電流指令値Ｉｖ＊及びＷ相電流指令値Ｉｗ＊を算出する。
【００５８】
そして、モータ電流指令部３４で算出された各相電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊が減算部３６に供給されて、これら各相電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊から各相電流演算部３５で演算されたモータ電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを減算して、電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗを算出し、これら電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗがＰＩ制御部３７に供給されて、３相ブラシレスモータ１２に対する３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗが算出される。
【００５９】
これら３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗは３相駆動電圧補正部３８に供給されて前述した（１）〜（５）式で表される補正演算式に基づいて補正が行われて、図６に示す３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘが演算される。
このように、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの補正処理を行うことで、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘの波形は、図６、図７のようになる。
【００６０】
図６は、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘの波形であり、３相駆動電圧値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘのそれぞれについてデューティ比が１００％及び０％で飽和して約６０度の電気角範囲で平坦となる波形となっている。図７は、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのうちの指令値Ｖｕと、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘのうちの補正値Ｖｕｘの波形とを比較した波形図である。この図７から分かるように、最大デューティ比が１１０％近傍で、最小デューティ比が−１０％近傍となる正弦波電圧である駆動電圧値Ｖｕに対して、駆動電圧補正値Ｖｕｘはその波高値が√３／２倍されて最大デューティ比が１００％で飽和して約６０度の電気角範囲で平坦な波形となるとともに、最小デューティ比が０％で飽和して約６０度の電気角範囲で平坦な波形として生成される。
【００６１】
この駆動電圧補正値Ｖｕｘの波形を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）解析した結果を図８及び図９に示す。なお、図９は、図８の９次成分以降を拡大した図となっている。このＦＦＴ解析の結果は、３相駆動電圧値の基本波を１００％とした場合の各次数の割合を示したものである。これら図８及び図９によると、基本波の他に、３次高調波、９次高調波、１５次高調波、２１次高調波、２７次高調波、３３次高調波、３９次高調波がある割合で含有されていることが明らかである。したがって、前述した（１）〜（５）式により擬似的に補正することにより、基本波に対する３次奇数倍高調波がある割合で含有されていることが実証された。
【００６２】
また、基本波成分に対し、３次奇数倍高調波は、同一符号で重畳されている。ここでいう同一符号とは、例えば、ある任意の基本波ｓｉｎ（θ＋α）に対して、その３次奇数倍高調波であるＡｎ×ｓｉｎ｛３（２ｎ＋１）θ＋α｝（ｎは任意の正の整数、Ａｎは奇数倍高調波の含有率であり正の値）を重畳するための式が、以下の式となり、基本波の符号と３次奇数倍高調波の符号が同じであることをいう。
３次奇数倍高調波を重畳した値＝ｓｉｎ（θ＋α）＋Σ［Ａｎ×ｓｉｎ｛３（２ｎ＋１）θ＋α｝］ …………（６）
【００６３】
また、前述した図６は、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘのデューティ波形を示している。そのパルス幅変調一周期内の波高値が１００％の時のデューティ波形であり、そのデューティ比は、８６．５％≦最大相≦１００％、１３．５％≦中間相≦８６．５％、０％≦最小相≦１３．５％であり、上記電流検出方式の制約である２０％≦最大相≦１００％、１０％≦中間相≦９０％、０％≦最小相≦８０％を満たしている。
【００６４】
また、デューティは一般的に５０％を中心として３相の振幅が発生するように構成され、その波高値は最小で５０％から最大で１００％まで変化するため、上記のように波高値が１００％の時にデューティ制約を満たしていれば、どの振幅の時もデューティ制約を満たしていることが明らかである。
図１０、図１１は、電源電圧１２Ｖの時の上記補正の有無による電圧利用率の改善を示す例である。
【００６５】
上記（１）〜（５）式の補正をせずに正弦波波形でデューティ波高値が１００％の場合のモータＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｕ−Ｖ間の線間電圧は図１０に示すようになる。この場合、電源電圧１２Ｖ時にモータの相に印加できる電圧の振幅値は１２／２＝６Ｖであり、上記（１）〜（５）式の補正を実施しない場合の線間電圧の振幅は、６√３≒１０．３９Ｖとなり、電源電圧１２Ｖに対して、線間電圧は６√３／１２＝√３／２倍までしか印加できない。
【００６６】
これに対して、本実施形態のように上記（１）〜（５）式の補正を実施しデューティ波高値が１００％の場合のモータＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｕ−Ｖ間の線間電圧は図１１に示すようになる。上記（１）〜（５）式の補正を実施した場合の線間電圧の振幅は１２Ｖとなり、線間電圧は１倍まで印加できる。よって、上記補正を実施した場補正を実施しない場合に比べ、電圧利用率が２／√３倍（約１５％）改善できる。
【００６７】
以上より、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを前述した（１）〜（５）式に基づいて補正することにより、単一の電流検出器４２を用いて、モータ電流検出する場合のデューティ制約を満たすことができつつ、電圧利用率を約１５％程度改善することができるため、単一の電流検出器を用いることによる低コスト化と電圧利用率改善による電動パワーステアリング制御装置の出力性能の向上を両立して実現することが可能となる。
【００６８】
そして、３相駆動電圧補正部３８で演算された３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘは、パルス幅変調信号生成部３９に供給されて、このパルス幅変調信号生成部３９で、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘに基づいて図４及び図５に示すパルス幅変調信号が生成される。生成されたパルス幅変調信号はゲート駆動信号としてモータ駆動回路４０のハイサイドアームとなる半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３及びＱ６に供給され、その反転信号がローサイドアームとなる半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４及びＱ６に供給される。このため、モータ駆動回路４０から３相モータ電流が出力され、この３相モータ電流が３相ブラシレスモータ１２に供給されることにより、３相ブラシレスモータ１２が駆動されてトルク指令値Ｔ＊に応じた操舵補助力を発生する。そして、３相ブラシレスモータ１２で発生された操舵補助力が減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２の出力軸２ｂに伝達されることにより、ステアリングホイール１を軽い操舵力で操舵することができる。
【００６９】
このように、上記第１の実施形態によると、単一の電流検出器を使用する安価な構成で、電圧利用率を改善しつつ、デューティ制約を満たすことができるモータ駆動制御装置２０を提供することができ、このモータ駆動制御装置２０を使用して電動パワーステアリング装置を構成することにより、製造コストを低減しながら出力性能を向上させることができる。
【００７０】
なお、上記第１の実施形態では、３相の電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊、３相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗをＰＩ制御し、３相のモータ駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成しているが、この構成ではなく、３相の電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊のうち２相（例えば、Ｉｕ＊、Ｉｖ＊）、３相の電流検出値（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）のうち２相（例えば、Ｉｕ、Ｉｖ）の偏差ΔＩｕ、ΔＩｖをＰＩ制御し、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのうち２相の駆動電圧値（例えば、Ｖｕ、Ｖｖ）を生成し、生成した２相の駆動電圧値Ｖｕ、ＶｖからＶｗ＝−Ｖｕ−Ｖｖにより残り１相の駆動電圧値Ｖｗを算出することにより、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成してもよい。
【００７１】
なお、上記第１の実施形態においては、マイクロコンピュータ３０の構成を機能ブロック図で説明したが、具体的には、マイクロコンピュータ３０で図１２に示すモータ駆動制御処理を実行する。
このモータ駆動制御処理は、先ず、ステップＳ１で、トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴ、車速センサ２１で検出した車速Ｖｓ及びモータ回転角センサ１３で検出したモータ回転角θｍを読込み、次いでステップＳ２に移行して、読込んだモータ回転角θｍに基づいて電気角θを演算し、次いでステップＳ３に移行して、演算した電気角θを微分して電気角速度ωを演算してからステップＳ４に移行する。
【００７２】
このステップＳ４では、操舵トルクＴ、車速Ｖｓ及び電気角速度ωに基づいてトルク指令値Ｔ＊を演算し、次いでステップＳ５に移行して、トルク指令値Ｔ＊に基づいてｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊及びＩｑ＊を算出し、算出したｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊及びＩｑ＊を２相／３相変換する逆ｄｑ軸変換を行って３相のモータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊を算出してからステップＳ６に移行する。
【００７３】
このステップＳ６では、後述する図１３に示す各相電流演算処理で演算した３相モータ電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを読込み、次いでステップＳ７に移行して、ステップＳ５で算出したモータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊からステップＳ６で読込んだモータ電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを個別に減算して電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗを演算する。
【００７４】
次いでステップＳ８に移行して、演算した電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗに対してＰＩ制御処理を行って３相電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを演算する。
次いで、ステップＳ９に移行して、演算した３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに対して、前述した（１）〜（５）式の補正演算式に従った電圧補正演算することにより、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘを算出する。
【００７５】
次いで、ステップＳ１０に移行して、３相駆動電圧値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘと、ＰＷＭカウンタのカウント値とに基づくパルス幅変調処理を行うことにより、パルス幅変調信号を生成する。次いで、ステップＳ１１に移行して、生成したパルス幅変調信号生成したパルス幅変調信号をモータ駆動回路４０へ出力し、次いで、ステップＳ１２に移行して、パルス幅変調一周期の開始時点であるか否かをＰＷＭカウンタのカウント値が“０”であるか否かを判定することにより判定し、パルス幅変調一周期の開始時点であるときにはステップＳ１３に移行して、Ｕ相電流検出フラグＦｕを“１”にセットし、次いでステップＳ１４に移行して、Ｕ相電流検出終了時間を計時する第１のタイマ及びＶ相電流検出終了時間を計時する第２のタイマを起動してから前記ステップＳ１に戻る。
【００７６】
一方、前記ステップＳ１２の判定結果が、パルス幅変調一周期の開始時点ではないときには、ステップＳ１５に移行して、第１のタイマが動作中であるか否かを判定し、第１のタイマが動作中であるときには、ステップＳ１６に移行して、第１のタイマがタイムアップしたか否かを判定し、タイムアップしていないときには前記ステップＳ１に戻り、タイムアップしたときにはステップＳ１７に移行して、Ｕ相電流検出フラグＦｕを“０”にリセットするとともに、Ｖ相電流検出フラグＦｖを“１”にセットしてから前記ステップＳ１に戻る。
【００７７】
さらに、前記ステップＳ１５の判定結果が、第１のタイマが動作中ではないときには、ステップＳ１８に移行して、第２のタイマが動作中であるか否かを判定し、第２のタイマが動作中でないときには前記ステップＳ１に戻り、第２のタイマが動作中であるときにはステップＳ１９に移行して、第２のタイマがタイムアップしたか否かを判定し、タイムアップしていないときには前記ステップＳ１に戻り、第２のタイマがタイムアップしたときにはステップＳ２０に移行して、Ｖ相検出フラグＦｖを“０”にリセットしてから前記ステップＳ１に戻る。
【００７８】
また、マイクロコンピュータ３０は、図１３に示す前述したモータ駆動制御処理に対して所定時間（例えば１ｕｓｅｃ）毎のタイマ割込処理として各相電流演算処理を実行する。
この各相電流演算処理は、先ず、ステップＳ２１で、前述したモータ駆動制御処理で、設定されるＵ相検出フラグＦｕ及びＶ相検出フラグＦｖを読込み、次いでステップＳ２２に移行して、Ｕ相検出フラグＦｕが“１”にセットされているか否かを判定し、Ｕ相検出フラグＦｕが“１”にセットされているときにはステップＳ２３に移行し、Ｕ相電流検出終了フラグＦｕｅが“１”にセットされているか否かを判定し、Ｕ相電流検出終了フラグＦｕｅが“０”にリセットされているときにはステップＳ２４に移行する。
【００７９】
このステップＳ２４では、前記モータ電流検出器４２で検出されたモータ電流検出値Ｉｍを読込み、次いでステップＳ２５に移行して、読込んだモータ電流検出値ＩｍをＵ相モータ電流検出値Ｉｕとして内蔵するメモリの所定記憶領域に更新記憶し、次いでステップＳ２６に移行して、Ｕ相電流検出終了フラグＦｕｅを“１”にセットしてからタイマ割込処理を終了して、前記モータ駆動制御処理に復帰する。また、前記ステップＳ２３の判定結果が、Ｕ相電流検出終了フラグが“１”にセットされているときにはそのままタイマ割込処理を終了して前記モータ駆動制御処理に復帰する。
【００８０】
また、前記ステップＳ２２の判定結果が、Ｕ相検出フラグＦｕが“０”にリセットされているときには、ステップＳ２７に移行して、Ｖ相検出フラグＦｖが“１”にセットされているか否かを判定し、Ｖ相検出フラグＦｖが“１”にセットされているときには、ステップＳ２８に移行して、Ｖ相検出終了フラグＦｖｅが“１”にセットされているか否かを判定し、Ｖ相検出終了フラグＦｖｅが“０”にリセットされているときにはステップＳ２９に移行して、モータ電流検出器４２で検出したモータ電流検出値Ｉｍを読込み、次いでステップＳ３０に移行して、下記（２９）式の演算を行って、モータ電流検出値Ｉｖを算出し、所定記憶領域に更新記憶する。
Ｉｖ＝Ｉｍ−Ｉｕ …………（２９）
【００８１】
次いで、ステップＳ３１に移行して、下記（３０）式の演算を行って、モータ電流検出値Ｉｗを算出して所定記憶領域に更新記憶する。
Ｉｗ＝−Ｉｕ−Ｉｖ …………（３０）
次いで、ステップＳ３２に移行して、Ｖ相電流検出終了フラグＦｖを“１”にセットするとともに、Ｕ相電流検出終了フラグＦｗｅを“０”にリセットしてからタイマ割込処理を終了してモータ駆動制御処理に復帰する。また、前記ステップＳ２８の判定結果が、Ｖ相検出終了フラグＦｖｅが“１”にセットされているときにはそのままタイマ割込処理を終了してモータ駆動制御処理に復帰する。
【００８２】
さらに、前記ステップＳ２７の判定結果が、Ｖ相電流検出フラグＦｖが“０”にリセットされているときには、ステップＳ３３に移行して、Ｖ相電流検出終了フラグＦｖｅが“１”にセットされているか否かを判定し、Ｖ相電流検出終了フラグＦｖｅが“１”にセットされているときには、ステップＳ３４に移行して、Ｖ相電流検出終了フラグＦｖｅを“０”にリセットしてからタイマ割込処理を終了して前記モータ駆動制御処理に復帰し、Ｖ相電流検出終了フラグＦｖｅが“０”にリセットされているときにはそのままタイマ割込処理を終了して前記モータ駆動制御処理に復帰する。
したがって、図１３の各相電流演算処理によって、パルス幅変調処理におけるパルス幅変調一周期の開始時毎に、単一のモータ電流検出器４２で検出したモータ電流検出値Ｉｍに基づいて３相のモータ電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが正確に検出される。
【００８３】
一方、図１２のモータ駆動制御処理で、操舵トルクＴ、車速Ｖｓ及び電気角速度ωに基づいてトルク指令値Ｔ＊が算出され、このトルク指令値Ｔ＊に基づいてモータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊が算出される。
そして、算出されたモータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊と図１３の各相電流演算処理で算出されたモータ電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗとの電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗが算出され、各電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗに対してＰＩ制御処理を行って３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを算出し、算出した３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗについて電圧補正処理を行って、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘを算出し、算出した３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘとパルス幅変調カウンタのカウント値とに基づいてパルス幅変調信号を生成し、生成したパルス幅変調信号をモータ駆動回路４０に出力する。これによって、前述したようにモータ駆動回路４０で３相モータ駆動電流が形成され、この３相モータ駆動電流が３相ブラシレスモータ１２の励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給されることにより、３相ブラシレスモータ１２が回転駆動されて、トルク指令値Ｔ＊に応じた操舵補助力を発生する。
【００８４】
次に、本発明の第２の実施形態を図１４〜図１６について説明する。
この第２の実施形態では、モータ駆動制御装置２０の構成自体は前述した第１の実施形態と同様の構成を有するが、３相駆動電圧補正部３８で行う電圧補正処理が変更されている。
すなわち、第２の実施形態では、３相駆動電圧補正部３８で行う電圧補正処理が以下のように行われる。
【００８５】
先ず、３相駆動電圧演算部としてのＰＩ制御部３７から出力される３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの最大値Ｖｍａｘ、最小値Ｖｍｉｎを平均した補正値Ａを、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗから減算して３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ、Ｖｗｍを算出する。
Ｖｍａｘ＝ＭＡＸ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ） …………（７）
Ｖｍｉｎ＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ） …………（８）
Ａ＝（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２ …………（９）
Ｖｕｍ＝Ｖｕ−Ａ …………（１０）
Ｖｖｍ＝Ｖｖ−Ａ …………（１１）
Ｖｗｍ＝Ｖｗ−Ａ …………（１２）
【００８６】
次いで、３相モータ駆動電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの２乗和から波形補正値算出用の補正算出定数Ｂを算出する。
Ｂ＝（√｛２／３（Ｖｕ２＋Ｖｖ２＋Ｖｗ２））／（２／√３）…… （１３）
次いで、３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍの最大値と補正算出定数Ｂとに基づいて下記（１４）式に従って波形補正値Ｃを算出する。
Ｃ＝｛Ｂ−ＭＡＸ（Ｖｕｍ、Ｖｕｍ、Ｖｗｍ）｝×ｓｉｇｎ（Ａ）………（１４）
【００８７】
次いで、波形補正値Ｃを利用して、３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍから３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｓを算出する。
Ｖｕｘ＝Ｖｕｍ＋Ｃ …………（１５）
Ｖｖｘ＝Ｖｖｍ＋Ｃ …………（１６）
Ｖｗｘ＝Ｖｗｍ＋Ｃ …………（１７）
【００８８】
この第２の実施形態によると、前述した（７）〜（１２）式によって算出した３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍのうちの例えば補正値Ｖｕｍのデューティ波形は、図１４で破線図示のようになる。この３相駆動電圧補正値Ｖｕｍは、前述した図２２と同一波形となり、約９３％≦最大相≦１００％、約７％≦中間相≦約９３％、０％≦最小相≦約７％となり、単一の電流検出器４２を用いた場合のデューティ制約である１０％≦中間相≦９０％を満たすことができない。
【００８９】
そして、この３相駆動電圧補正値Ｖｕｍに基づいて前述した（１４）〜（１７）式の演算を行って算出される第２の実施形態による３相駆動電圧補正値Ｖｕｘのデューティ波形は、図１４で実線図示のようになり、前述した第１の実施形態における３相駆動電圧補正値Ｖｕｘと略等しい波形となる。このため、前述した第１の実施形態と同様に電圧利用率は同じ効果を維持しつつ、デューティ制約を満足することができる。このときの、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘの一相分について高速フーリエ変換（ＦＦＴ）解析を行うと、前述した第１の実施形態と同様に、基本波成分に対して、３次奇数倍高調波は同一符号となる。
【００９０】
ところが、前述した（７）〜（１２）式の演算を行って算出される前述した特許文献３に記載された３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍについて同様の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）分析を行ったところ、図１５及び図１６に示す結果が得られた。ここで、図１６は９次高調波成分以降を拡大して示した図である。
これら図１５及び図１６から明らかなように、特許文献３に記載されている従来例と同様の電圧補正処理を行った場合には、基本波成分に対して、３次奇数倍高調波は同一符号の次数と異符号の次数とが混在されて重畳されていることが明らかであり、本発明の第１及び第２の実施形態のように基本波成分に対して同符号の３次奇数倍高調波を重畳するものと明らかに異なるものであり、本願実施形態の効果を奏することはできない。
【００９１】
次に、本発明の第３の実施形態を図１７について説明する。
この第３の実施形態においても、前述した第２の実施形態と同様に、モータ駆動制御装置２０の構成自体は前述した第１の実施形態と同様の構成を有するが、３相駆動電圧補正部３８で行う電圧補正処理が変更されている。
すなわち、第２の実施形態では、３相駆動電圧補正部３８で行う電圧補正処理が以下のように行われる。
【００９２】
先ず、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの最大値Ｖｍａｘ、最小値Ｖｍｉｎを算出し、補正判定符号と２相変調信号Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍを算出する。
Ｖｍａｘ＝ＭＡＸ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ） …………（１８）
Ｖｍｉｎ＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ） …………（１９）
ｓｉｇｎＡ＝ｓｉｇｎ（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）…………（２０）
Ｖｕｍ＝Ｖｕ−Ｖｍｉｎ …………（２１）
Ｖｖｍ＝Ｖｖ−Ｖｍｉｎ …………（２２）
Ｖｗｍ＝Ｖｗ−Ｖｍｉｎ …………（２３）
【００９３】
次いで、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの２乗和から波形補正値算出用の補正算出定数Ｂを算出する。
Ｂ＝（√｛２／３（Ｖｕ２＋Ｖｖ２＋Ｖｗ２））×√３）…… （２４）
次いで、２相変調信号Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍの最大値と補正算出定数Ｂと、補正判定符号Ａとから波形補正値Ｃを算出する。
条件式：ｓｉｇｎＡ≧０の場合：
Ｃ＝Ｂ−ＭＡＸ（Ｖｕｍ、Ｖｖｍ、Ｖｗｍ） …………（２５）
条件式：ｓｉｇｎＡ＜０の場合：
Ｃ＝０ …………（２６）
【００９４】
次いで、波形補正値Ｃを利用して、３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍから３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｓを算出する。
Ｖｕｘ＝Ｖｕｍ＋Ｃ …………（２７）
Ｖｖｘ＝Ｖｖｍ＋Ｃ …………（２８）
Ｖｗｘ＝Ｖｗｍ＋Ｃ …………（２９）
【００９５】
この第３の実施形態によると、前記（１８）〜（２３）式で補正した２次変調信号Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍのうち２相変調信号Ｖｕｍのューティ波形は、図１７で破線図示のように、前述した特許文献３における図２３と同様のデューティ波形となる。
このため、ある位相で中間相＝最小相＝０％となり、単一の電流検出器４２を用いた場合のデューティ制約である１０％≦中間相≦９０％を満たすことができない波形となる。
【００９６】
これに対して、前記（２４）〜（２９）式によって算出する３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘのうちの一相例えば補正値Ｖｕｘのデューティ波形は、図１７で実線図示のように、前述した第１の実施形態における３相駆動電圧補正値Ｖｕｘと全く同じ波形となる。
このため、前述した第１の実施形態と同様に、電圧使用率について同じ効果を維持しつつ、デューティ制約を満たすことができる。
【００９７】
次に、本発明の第４の実施形態を図１８について説明する。
この第４の実施形態では、モータ電流指令部３４からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を減算部３６に出力するとともに、各相電流演算部３５で算出した各相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを３相／２相変換部５１で電気角θに基づいてｄｑ変換してｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑに変換し、変換したｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑを減算部３６に供給して、この減算部３６で電流偏差ΔＩｄ及びΔＩｑを算出し、これら電流偏差ΔＩｄ及びΔＩｑをＰＩ制御部３７でＰＩ（比例・積分）制御処理を行って電圧指令値Ｖｄ及びＶｑを算出し、３相駆動電圧演算部としての２相／３相変換部５２で算出した電圧指令値Ｖｄ及びＶｑと電気角θとに基づいてｄｑ逆変換を行って前述した第１〜第３の実施形態の何れか１つの３相駆動電圧補正部３８に供給することを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図３との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００９８】
この第４の実施形態によると、３相ブラシレスモータ１２が一定回転数で定常回転している場合に、前述した第１〜第３の実施形態では、３相の交流電流状態でのフィードバック制御を行う必要があるが、本実施形態ではｄｑ軸の直流電流状態でフィードバック制御を行うことができ、制御性を向上させることができる。
なお、上記第１〜第４の実施形態においては、トルク制御部３３で、トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴ、車速センサ２１で検出した車速Ｖｓ及び電気角速度演算部３２で演算した電気角速度ωに基づいてトルク指令値Ｔ＊を算出した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、操舵トルクＴ及び車速Ｖｓに基づいてトルク指令値Ｔ＊を算出するようにしたり、操舵トルクＴのみに基づいてトルク指令値Ｔ＊を算出したりするようにしても良い。
【００９９】
また、上記第１〜第４の実施形態においては、電流検出器４２をモータ駆動回路４０と接地との間に介装した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バッテリ４１とモータ駆動回路４０との間に電流検出器４２を介装するようにしてもよい。
また、上記第１〜第４の実施形態においては、３相モータとして３相ブラシレスモータを適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、３相誘導モータも永久磁石式同期モータ等の３相同期モータを適用することができる。
なおさらに、上記実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置などの車載電動機器や他の電動機器等の３相モータを適用した機器に本発明を適用することができる。
【符号の説明】
【０１００】
１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…トルクセンサ、１０…操舵補助機構、１１…減速ギヤ、１２…３相ブラシレスモータ、１３…モータ回転角センサ、２０…モータ駆動制御装置、２１…車速センサ、３０…マイクロコンピュータ、３１…電気角演算部、３２…電気角速度演算部、３３…トルク制御部、３４…モータ電流指令部、３５…各相電流演算部、３６…減算部、３７…ＰＩ制御部、３８…３相駆動電圧補正部、３９…パルス幅変調信号生成部、４０…モータ駆動回路、４１…バッテリ、４２…モータ電流検出器、５１…３相／２相変換部、５２…２相／３相変換部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相モータに流れる電流を検出する電流検出器と、この電流検出器で検出した電流検出値に基づいて前記３相モータを駆動制御するモータ駆動回路とを備えたモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、モータ駆動制御装置で駆動制御される３相モータを使用した電動パワーステアリング装置が採用されるようになっている。
この電動パワーステアリング装置として、３相ブラシレスモータを駆動するための３相インバータ回路と、この３相インバータ回路に備えられるスイッチング素子のオン／オフを制御するマイクロコンピュータと、３相インバータ回路から３相ブラシレスモータの各相に供給される電流値を検出するための電流検出器とを備えた構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。ここで、電流検出器は、相毎に設けられており、各電流検出器の検出信号は、マイクロコンピュータに入力されるようになっている。マイクロコンピュータは、ステアリングホイールの操作に応じた各相目標電流値を定める。そして、各相目標電流値と各電流検出器によって検出される各相電流検出値との偏差に応じたデューティで、３相インバータ回路に備えられる各スイッチング素子をオン／オフさせる。これにより、３相ブラシレスモータの各相に各相目標電流値の電流が供給されて、ステアリングホイールの操作に応じた操舵補助力が３相ブラシレスモータから発生される。
【０００３】
ところが、上記特許文献１に記載の電動パワーステアリング装置にあっては、相毎に電流検出器を備えているため、製造コストが高いという問題点がある。そこで、インバータ回路と電源またはグランドとの間に接続された単一の電流検出器を用いて、各相ＰＷＭ信号の搬送波を所定の位相シフト量だけ互いにずらせることで、電流検出器により検出された値から各相の電流値を求め、その値に基づいてモータを制御する方法が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
この特許文献２に記載の従来例にあっては、各相電流を求めるためには、インバータ回路のスイッチング素子のローサイドアーム（下段）のうち少なくとも２相分がＰＷＭ信号の一周期内にオンする状態を作り出す必要があるため、ＰＷＭ信号の搬送波の位相シフトを行う必要があり、ＰＷＭ信号のデューティに制約が生じるという問題点がある。
【０００４】
すなわち、例えば、Ｕ相を最大デューティ相、Ｗ相を中間デューティ相、Ｗ相を最小デューティ相とし、ＰＷＭ信号の一周期内でＵ相のみオンすることにより、Ｕ相電流を検出し、Ｕ粗及びＶ相をともにオンすることにより、Ｕ相電流を用いてＶ相電流を検出し、検出されたＵ相電流とＶ相電流とからＷ相電流を算出する方式の場合には、Ｕ相のみをオン状態とするための期間を設ける必要があるため、Ｖ相及びＷ相は、Ｕ相に対して所定の期間、オン出力してはいけないことになる。また、Ｕ相及びＶ相をオン状態とするための期間を設ける必要があるため、Ｖ相に対して、Ｗ相は同様に所定の期間、オン出力してはいけないことになる。
【０００５】
具体的には、ＰＷＭ出力値の一周期を５０ｕｓとし、Ｕ相のみをオン状態とするための期間を５ｕｓに設定した場合は、ＰＷＭ出力値の搬送波の位相シフト量を各相５ｕｓとし、Ｖ相及びＷ相のデューティは、５ｕｓ／５０ｕｓ＝１０％以上デューティ比を小さくする必要がある。このＵ相のみをオン状態とするための期間は、Ｕ相のみがオン状態となり、Ｕ相電流が電流検出器に流れ込み、電流検出器の信号をマイクロコンピュータ内のＡ／Ｄ変換機能にてＡ／Ｄ変換するために必要な時間であり、インバータ回路のローサイドアーム（下段）におけるスイッチング素子のオン／オフ時のリンギングやスイッチング時間、Ａ／Ｄ変換時間を考慮すると、５ｕｓ以上設けることが望ましい。また、Ｗ相も同様にＶ相に対して１０％以上デューティ比を小さくする必要がある。
【０００６】
すなわち、図１９に示すように、カウント値を“０”から最大値Ｎｍａｘまでカウントすることを繰り返して鋸歯状波でなる搬送波を形成するＰＷＭカウンタのカウント値とデューティ比設定値Ｎｄｕ〜Ｎｄｗとを比較して、ＰＷＭカウンタのカウント値がデューティ比設定値Ｎｄｕ〜Ｎｄｗより小さいときにオン状態となるＰＷＭ出力値を形成するものとする。
この場合に、Ｕ相のデューティ比設定値Ｎｄｕを、図１９（ａ）に示すように、ＰＷＭカウンタの最大値Ｎｍａｘと等しく設定することにより、Ｕ相のＰＷＭ出力値のデューティ比を、図１９（ｄ）に示すように、例えば１００％に設定する。
【０００７】
これに対して、Ｖ相については、例えばＰＷＭカウンタのカウント開始時点をＵ相のＰＷＭカウンタのカウント開始時点より例えば位相シフト量５ｕｓ以上遅れた時点に設定するとともに、デューティ比設定値ＮｄｖをＰＷＭカウンタの最大値Ｎｍａｘの９０％以下に設定して、Ｖ相のＰＷＭ出力値が、図１９（ｅ）に示すように、Ｕ相のＰＷＭ出力値に対して５ｕｓ以上遅れた時点でオン状態となり、ＰＷＭ一周期の終了時点でオフ状態となるように形成する。
【０００８】
さらに、Ｗ相については、ＰＷＭカウンタのカウント開始時点をＶ相のＰＷＭカウンタのカウント開始時点より例えば位相シフト量５ｕｓ以上遅れた時点に設定するとともに、デューティ比設定値ＮｄｗをＰＷＭカウンタの最大値Ｎｍａｘの８０％以下に設定して、Ｗ相のＰＷＭ出力値が、図１９（ｆ）に示すように、Ｖ相のＰＷＭ出力値に対して５ｕｓ以上遅れた時点でオン状態となり、ＰＷＭ一周期の終了時点でオフ状態となるように形成する。
【０００９】
このようにＵ相、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭカウンタのカウント開始時点を少なくとも位相シフト量５ｕｓ以上ずらし、且つデューティ比設定値Ｎｄｕに対してＮｄｖ及びＮｄｗをそれぞれ１０％以上ずつ減少させることにより、ＰＷＭ一周期の開始時点から位相シフト量５ｕｓの間でＵ相のＰＷＭ出力値のみをオン状態とし、その後の位相シフト量５ｕｓが経過するまでの間でＵ相及びＶ相のＰＷＭ出力値の双方をオン状態とすることができる。
このときのＵ相電流を電流検出値で検出することにより、Ｕ相電流値及びＶ相電流値を求めることができ、これらに基づいてＷ相電流値を算出することができる。
この場合、最大相（Ｕ相）≦１００％、中間相（Ｖ相）≦９０％及び最小相（Ｗ相）≦８０％という制約条件が発生する。
【００１０】
逆に、図２０（ｆ）に示すように、Ｗ相のＰＷＭ出力値のデューティ比が０％である場合には、Ｕ相のＰＷＭ出力値のみがオン状態、Ｕ相及びＶ相の双方のＰＷＭ出力値がオン状態となる期間を形成するには、Ｕ相については、図２０（ａ）に示すように、デューティ設定値ＮｄｕをＰＷＭカウンタの最大値Ｎｍａｘの２０％以上に設定することにより、図２０（ｄ）に示すように、ＰＷＭ一周期の開始時点から１０ｕｓ以上経過するまでの間オン状態となるＵ相のＰＷＭ出力値を形成し、Ｖ相については、図２０（ｂ）に示すように、デューティ設定値ＮｄｖをＰＷＭカウンタの最大値Ｎｍａｘの１０％以上に設定することにより、図２０（ｅ）に示すように、ＰＷＭ一周期の開始時点から５ｕｓ以上経過した時点から５ｕｓ以上経過するまでの間オン状態となるＶ相のＰＷＭ出力値を形成する。
つまり、最大相（Ｕ相）≧２０％、中間相（Ｖ相）≧１０％、最小相（Ｗ相）≧０％の制約条件が発生する。
【００１１】
以上を整理すると、ＰＷＭ一周期内で最大相のみオン状態とすることにより、最大相（Ｕ相）電流を検出し、最大相（Ｕ相）と中間相（Ｖ相）の双方をオン状態とすることにより、最大相（Ｕ相）電流を用いて中間層（Ｖ相）電流を検出し、検出された最大相（Ｕ相）電流と中間相（Ｖ）相電流とから最小相（Ｗ相）電流を検出する方式の場合、２０％≦最大相（Ｕ相）≦１００％、１０％≦中間相（Ｖ相）≦９０％、０％≦最小相（Ｗ）相≦８０％というデューティ比制約がある。
【００１２】
また、ＰＷＭ一周期内で最大相（Ｕ相）のみオン状態とすすることにより最大相（Ｕ相）電流を検出し、続いて中間相（Ｖ相）のみをオン状態とすることにより中間相（Ｖ相）電流を検出、検出された最大相（Ｕ相）電流と中間相（Ｖ相）電流から最小相（Ｗ相）電流を算出する方式の場合や、ＰＷＭ一周期内で最大相（Ｕ相）と中間相（Ｖ相）をオン状態とすることにより−Ｗ相電流を検出し、続いて中間相（Ｖ相）と最小相（Ｗ相）をオン状態とすることにより−最大相（Ｕ相）電流を検出し、検出された−最大相（Ｕ相）電流と-最小相（Ｗ相）電流から中間相（Ｖ相）電流を算出する方式の場合など、詳細は省略するが、ＰＷＭ搬送波の位相シフト量を任意に変更することで、各相の電流を検出及び算出することは可能であるが、いずれの場合も各相のデューティ比に制約が発生する。
【００１３】
ところで、一般的に３相モータを駆動する場合は、正弦波電圧駆動が用いられている。これはデューティ比５０％を基準に正弦波波形のデューティ比を出力し、インバータ駆動回路を介してモータに正弦波波形の相電圧を印加しモータを駆動する方法である。
つまり、モータの正弦波電圧を印加しない場合は、３相ともデューティ比が５０％となり、正弦波電圧を印加する場合は、デューティ比５０％を基準に正負に正弦波波形のデューティ比を設定する。デューティ比を飽和限界（デューティ最大値≦１００％、デューティ最小値≧０％）まで使用した場合は、図２１に示すような正弦波デューティ波形となる。
【００１４】
上記、ＰＷＭ一周期内で最大相のみＯＮすることにより最大相（Ｕ相）電流を検出し、最大相（Ｕ相）と中間相（Ｖ相）をＯＮすることにより最大相（Ｕ相）電流を用いて中間相（Ｖ相）電流を検出、検出された最大相（Ｕ相）電流と中間相（Ｖ相）電流から最小相（Ｗ相）電流を検出する方式の場合、２０％≦最大相≦１００％、１０％≦中間相≦９０％、０％≦最小相≦８０％というデューティ比制約があるが、図２１のようなデューティ波形の場合は、７５％≦最大相≦１００％、２５％≦中間相≦７５％、０％≦最小相≦２５％となり、上記デューティ比制約を満たすことができる。正弦波電圧を印加せず３相デューティ比が５０％の場合も、最大相＝中間相＝最小相＝５０％となり、上記デューティ比制約を満たすことができる。
【００１５】
しかしながら、３相モータの各相への相印加電圧を正弦波電圧とした場合、線間電圧の基本波の振幅が電源電圧の√３／２以下の範囲でしか正常にＰＷＭ駆動できず、電圧利用率が低いという問題があった。例えば、自動車に使用されている電動パワーステアリング制御装置はバッテリ電圧でモータを駆動するため、電源電圧利用率低下は電動パワーステアリング制御装置の出力性能低下につながり好ましくないという問題がある。
【００１６】
そこで、この問題を解決するために、３相の正弦波電圧に対して、電圧利用率を改善するために、３相正弦波電圧の最大値と最小値を平均した値を、３相正弦波電圧から減算して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加する方法や、３相正弦波電圧の最小値を、３相正弦波電圧から減算して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加する方法、３相正弦波電圧を基本波として、その３次高調波を３相正弦波電圧に重畳して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加する方法が提案されている（例えば、特許文献３参照）。この方法により電圧利用率は２／２となり電圧利用率の改善が行われている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】特開２００２−２７２１７９号公報
【特許文献２】特開２００６−１５８１９８号公報
【特許文献３】特許第３４８０８４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、上記特許文献３に記載の従来例にあっては、３相正弦波電圧の最大値と最小値を平均した値を、３相正弦波電圧から減算して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加するので、デューティ比を飽和限界（デューティ最大値≦１００％、デューティ最小値≧０％）まで使用した場合は、図２２に示すようなデューティ波形となり、約９３％≦最大相≦１００％、約７％≦中間相≦約９３％、０％≦最小相≦約７％となり、特許文献２に記載の従来例について前述した単一の電流検出器を使用して電流検出する場合のデューティ比制約である１０％≦中間相≦９０％を満たすことができず、単一の電流検出器を使用した電流検出ができないという未解決の課題がある。
【００１９】
同様に３相正弦波電圧の最小値を、３相正弦波電圧から減算して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加する方法では、図２３に示すようなデューティ波形となり、ある位相で中間相＝最小相＝０％となり、デューティ制約が満たせず、単一の電流検出器を使用した電流検出ができないという未解決の課題がある。
また、３相正弦波電圧を基本波として、その３次高調波を３相正弦波電圧に重畳して波形を補正し、この３相補正電圧を３相モータの相電圧として印加する方法では、図２４に示すような波形となり３次高調波の含有率によっては、１０％≦中間相≦９０％となるため、デューティ制約を満たすことができるが、３次高調波を生成するためには、ｄ軸及びｑ軸でモータ電流をフィードバック制御し、ｄｑ軸から３相へ逆変換する際に使用する電気角θに応じた３次高調波を生成するためのデータテーブルが必要になり、マイクロコンピュータのＲＯＭの記憶容量が大きくなるという未解決の課題がある。
【００２０】
さらに、ｄ軸及びｑ軸でモータ電流をフィードバックする方法ではなく、一般的に３相モータの制御に利用されている方法である３相モータ電流指令値と３相電流検出値との電流偏差に応じて、ＰＩ制御器などを介して３相駆動電圧値を演算する場合は、状況により変化する３相電流指令値や３相電流検出値との差である電流偏差に応じて３相駆動電圧値が変化するため、それに重畳する３次高調波電圧の割合や位相を一意に決めることができず、３次高調波を重畳することができないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電圧利用率を改善しつつ、デューティ制約を満たすことができるモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記目的を達成するために、請求項１に係るモータ駆動制御装置は、３相モータに供給する駆動電流を制御するモータ駆動制御装置であって、直流電源に接続された前記３相モータを駆動するモータ駆動回路と、前記３相モータに流れるモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部と、該モータ電流検出部で検出した電流検出値に基づいて、前記３相モータの各相に流れる各相電流値を求める各相電流演算部と、前記３相モータに供給する駆動電流の電流指令値を演算するモータ電流指令部と、該モータ電流指令部で演算した電流指令値と、前記各相電流演算部で演算された各相電流値との電流偏差に応じて３相駆動電圧値を演算する３相駆動電圧演算部と、予め設定された電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記３相駆動電圧値に対して補正を行って３相駆動電圧補正値を演算する３相駆動電圧補正部と、該３相駆動電圧補正部で演算した３相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部とを備えたことを特徴としている。
【００２２】
この請求項１に係る発明では、モータ電流指令部で演算した３相モータに供給する駆動電流の電流指令値と各相電流演算部で演算した各相電流値との電流偏差に応じて３相駆動電圧値を演算し、この３相駆動電圧値を電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って補正して３相駆動電圧補正値を演算し、この３相駆動電圧補正値に基づいてモータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を形成することにより、単一の電流検出器でモータ電流を検出する場合に、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満足させて３相モータを駆動制御する。
また、請求項２に係るモータ駆動制御装置は、３相モータに供給する駆動電流を制御するモータ駆動制御装置であって、直流電源に接続された前記３相モータを駆動するモータ駆動回路と、前記３相モータの回転位置を検出して電気角信号を演算する電気角演算部と、前記３相モータに流れるモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部と、該モータ電流検出部で検出したモータ電流検出値に基づいて前記３相モータの各相に流れる各相電流値を求める各相電流演算部と、該各相電流演算部で演算した各相電流値に対してｄｑ軸変換を行ってｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値を求めるｄｑ軸変換部と、前記３相モータを制御するためのｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算するモータ電流指令値演算部と、該モータ電流指令値演算部で演算したｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と前記ｄｑ軸変換部で変換されたｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値との電流偏差に応じてｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧を演算するｄｑ軸電圧演算部と、該ｄｑ軸電圧演算部で演算したｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧と前記電気角信号とに基づいてｄｑ軸逆変換を行い、３相駆動電圧値を演算する３相駆動電圧演算部と、予め設定された電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記３相駆動電圧値に対して補正を行い、３相駆動電圧補正値を演算する３相駆動電圧補正部と、該３相駆動電圧補正部で演算した３相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部とを備えたことを特徴としている。
【００２３】
この請求項２に係る発明では、３相モータを制御するためのｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算するともに、単一のモータ電流検出部で検出したモータ電流検出値に基づいて３相モータの各相に流れる各相電流値をｄｑ軸変換してｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値を求め、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値とｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値との電流偏差に応じてｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧を演算し、これらｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧をｄｑ軸逆変換して３相駆動電圧値を演算し、この３相駆動電圧値を電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って補正して３相駆動電圧補正値を演算し、この３相駆動電圧補正値に基づいてモータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を形成することにより、単一の電流検出器でモータ電流を検出する場合に、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満足させて３相モータを駆動制御する。
【００２４】
さらに、請求項３に係るモータ駆動制御装置は、請求項１又は２に係る発明において、前記モータ電流検出部は、前記モータ駆動回路と電源及び接地の何れかとの間を流れる電流を検出する単一の電流検出器で構成され、前記パルス幅変調信号生成部は、前記３相モータの各相のパルス幅変調信号における搬送波の立ち上がり及び立ち下がりの一方のタイミングが所定の位相シフト量だけ互いにずらして設定されていることを特徴としている。
【００２５】
この請求項３に係る発明では、モータ駆動回路と電源又は接地との間で単一の電流検出器によってモータ電流を検出する場合に、パルス幅変調信号生成部で、前記３相モータの各相のパルス幅変調信号における搬送波の立ち上がり及び立ち下がりの一方のタイミングを所定の位相シフト量だけ互いにずらして設定することにより、単一の電流検出器で検出したモータ電流検出値に基づいて各相電流を演算することができる。
【００２６】
さらにまた、請求項４に係るモータ駆動制御装置は、請求項１乃至３の何れか１つに係る発明において、前記３相駆動電圧補正部は、前記３相駆動電圧値を基本正弦波とし、この基本正弦波に、予め設定された前記補正演算式に従って、その３次奇数倍高調波を重畳して３相駆動電圧補正値を演算することを特徴としている。
この請求項４に係る発明では、基本正弦波に補正演算式に従って、その３次奇数倍高調波を重畳する補正を行うことにより、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満たして３相モータを駆動することができる。
【００２７】
なおさらに、請求項５に係るモータ駆動制御装置は、請求項４に係る発明において、前記３相駆動電圧補正部は、前記補正演算式を前記３相駆動電圧の二乗和の値を用いた演算式を含む演算式としたことを特徴としている。
この請求項５に係る発明では、補正演算式を３相駆動電圧の二乗和の値を用いた演算式を含むことにより、３相駆動電圧の二乗和の値を用いて補正値を算出し、これを基本正弦波から減算することにより、擬似的に３次奇数倍高調波を重畳することができる。
【００２８】
また、請求項６に係るモータ駆動制御装置は、請求項１乃至５の何れか１つに係る発明において、前記３次奇数倍高調波は、前記基本正弦波と同じ符号で重畳されることを特徴としている。
この請求項６に係る発明では、３次奇数倍高調波を基本正弦波に同じ符号で重畳することにより、電圧利用率を改善しつつデューティ制限を満たす補正を行うことができる。
【００２９】
さらに、請求項７に係るモータ駆動制御装置は、請求項６に係る発明において、前記３次奇数倍高調波は、高次になるにつれて、その含有率が低くなるように設定されていることを特徴としている。
この請求項７に係る発明では、３次奇数倍高調波の次数が高くなるにつれて、基本正弦波に対する含有率が低くなるので、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満たす補正を行うことができる。
【００３０】
さらにまた、請求項８に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に作用する操舵トルクに基づいて、操舵アシスト力を発生する３相モータに流す駆動電流を制御するようにした電動パワーステアリング装置であって、前記３相モータを前記請求項１乃至７の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置を用いて駆動制御することを特徴としている。
この請求項８に係る発明では、製造コストの低減と電圧利用率の改善による電動パワーステアリングの出力性能の向上を両立して実現することができる。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、モータ電流を単一の電流検出部で検出する場合に、電流指令値に基づいて演算される３相駆動電圧値を、電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って補正することにより、電圧利用率を改善しつつデューティ制約を満たして３相モータを駆動することができるモータ駆動制御装置を提供することができるという効果が得られる。
また、上記モータ駆動制御装置で操舵補助力を発生する３相モータを駆動制御することにより、製造コストの低減と電圧利用率の改善による電動パワーステアリングの出力性能の向上を両立して実現することができる電動パワーステアリング装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態を示す全体構成図である。
【図２】モータ駆動制御装置の一例を示すブロック図である。
【図３】モータ駆動制御装置のマイクロコンピュータの機能ブロック図である。
【図４】パルス幅変調信号生成部のデューティ比１００％時の動作説明に供する信号波形図である。
【図５】パルス幅変調信号生成部のデューティ比０％時の動作説明に供する信号波形図である。
【図６】第１の実施形態における３相駆動電圧補正値を示す信号波形図である。
【図７】図６の一相分の駆動電圧値の補正前後の信号波形図である。
【図８】図７の駆動電圧値を高速フーリエ変換した次数と含有率との関係を示すグラフである。
【図９】図８の９次以降の高調波を拡大して示すグラフである。
【図１０】補正前のＵ相及びＶ相駆動電圧値とＵ−Ｖ相間電圧とを示すグラフである。
【図１１】補正後のＵ相及びＶ相駆動電圧値とＵ−Ｖ相間電圧とを示すグラフである。
【図１２】第１の実施形態におけるマイクロコンピュータで実行するモータ駆動制御処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図１３】第１の実施形態におけるマイクロコンピュータで実行するモータ電流検出処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図１４】本発明の第２の実施形態におけるＵ相駆動電圧値の補正前後の信号波形図である。
【図１５】図１４の補正前のＵ相駆動電圧値の高速フーリエ変換した次数と含有率との関係を示すグラフである。
【図１６】図１５の９次以降の高調波を拡大して示すグラフである。
【図１７】本発明の第３の実施形態におけるＵ相駆動電圧値の補正前後の信号波形図である。
【図１８】本発明の第４の実施形態を示すモータ駆動制御装置におけるマイクロコンピュータの機能ブロック図である。
【図１９】従来例のパルス幅変調信号生成部のデューティ比１００％時の動作説明に供する信号波形図である。
【図２０】従来例のパルス幅変調信号生成部のデューティ比０％時の動作説明に供する信号波形図である。
【図２１】従来例の補正前のモータ駆動電圧値のデューティ波形図である。
【図２２】従来例の３相正弦波電圧の最大値と最小値を平均した値を、３相正弦波電圧から減算したモータ駆動電圧補正値のデューティ波形を示す信号波形図である。
【図２３】従来例の３相正弦波の最小値を３相正弦波電圧から減算したモータ駆動電圧補正値のデューティ波形を示す信号波形図である。
【図２４】３相正弦波電圧を基本波として、その３次高調波を３相正弦波電圧に重畳したモータ駆動電圧補正値のデューティ波形を示す信号波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の一実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。
【００３４】
そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。
【００３５】
ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１１に連結された操舵補助力を発生する３相モータとしての３相ブラシレスモータ１２とを備えている。
操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を抵抗変化や磁気変化に変換して検出するように構成されている。
【００３６】
また、３相ブラシレスモータ１２は、図２に示すように、Ｕ相コイルＬｕ、Ｖ相コイルＬｖ及びＷ相コイルＬｗの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの他端がモータ駆動制御装置２０に接続されて個別にモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。また、３相ブラシレスモータ１２は、モータ回転角θｍを検出するレゾルバ、ロータリエンコーダ等で構成されるモータ回転角センサ１３を備えている。
【００３７】
モータ駆動制御装置２０には、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出された車速Ｖｓが入力されると共に、モータ回転角センサ１３で検出されたモータ回転角θｍが入力されている。
このモータ駆動制御装置２０は、図２に示すように、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出した車速Ｖｓが直接入力され、モータ回転角センサ１３で検出したモータ回転角θｍがセンサインタフェース（Ｉ／Ｆ）３０ａを介して入力され、さらに、後述するモータ電流検出器４２からモータ電流検出値Ｉｍが入力されるマイクロコンピュータ３０と、このマイクロコンピュータ３０から出力されるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号が入力されるモータ駆動回路４０とを備えている。
【００３８】
モータ駆動回路４０は、直流電源としての負極側が接地されたバッテリ４１の正極側と接地との間に接続されており、このモータ駆動回路４０と接地との間に３相ブラシレスモータ１２に流れるモータ電流Ｉｍを検出するモータ電流検出部としての単一のモータ電流検出器４２が設けられている。このモータ電流検出器４２は、図示しないがモータ駆動回路４０と接地との間に介装されたシャント抵抗とこのシャント抵抗の両端電圧を検出してモータ電流検出値Ｉｍとして出力するオペアンプとで構成され、オペアンプから出力されるモータ電流検出値Ｉｍがマイクロコンピュータ３０のＡ／Ｄ変換入力端子に入力されている。
【００３９】
ここで、モータ駆動回路４０は、図２に示すように、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）等で構成される電圧制御形の６個の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を有し、これら半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を２つずつ直列に接続した３つの直列回路を並列に接続したインバータ回路の構成を有する。
【００４０】
そして、半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３及びＱ５のドレインがバッテリ４１の正極側に接続され、半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４及びＱ５のソースがモータ電流検出器４２を介して接地されている。また、半導体スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の接続点、Ｑ３及びＱ４の接続点並びにＱ５及び１６の接続点が交流出力点として３相ブラシレスモータ１２の励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに接続されている。
【００４１】
また、マイクロコンピュータ３０は、機能ブロック図で表すと、図３に示すように構成されている。すなわち、モータ回転角センサ１３で検出されたモータ回転角θｍに基づいて電気角θを演算する電気角演算部３１と、この電気角演算部３１で演算された電気角θを微分して電気角速度ωを演算する電気角速度演算部３２と、トルクセンサ３で検出された操舵トルクＴ、車速センサ２１で検出された車速Ｖｓ及び電気角速度演算部３２で演算された電気角速度ωが入力されてトルク指令値Ｔ＊を算出するトルク制御部３３とを備えている。
【００４２】
マイクロコンピュータ３０は、また、トルク制御部３３から出力されるトルク指令値Ｔ＊に基づいて３相モータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊を演算するモータ電流指令部３４と、モータ駆動回路４０に設けられたモータ電流検出器４２で検出されたモータ電流検出値Ｉｍに基づいて３相ブラシレスモータ１２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを演算する各相電流演算部３５と、モータ電流指令部３４で演算したモータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊と各相電流演算部３５で演算した各相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗとの電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗを算出する減算部３６とを備えている。
【００４３】
ここで、モータ電流指令部３４は、トルク制御部３３から入力されるトルク指令値Ｔ＊、電気角演算部３１から入力される電気角θ及び電気角速度演算部３２から入力される電気角速度ωに基づいてベクトル制御演算を行って、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出し、これらｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を２相／３相変換処理してブラシレスモータ１２に対するＵ相電流指令値Ｉｕ＊、Ｖ相電流指令値Ｉｖ＊及びＷ相電流指令値Ｉｗ＊を演算する。
【００４４】
また、各相電流演算部３５は、後述するパルス幅変調信号生成部３９から出力される電流検出タイミング信号に基づいてＵ相電流のみがオン状態であるときのモータ電流検出値ＩｍをＵ相電流Ｉｕとし、次いで、Ｕ相及びＶ相のみがオン状態であるときのモータ電流検出値ＩｍからＵ相電流Ｉｕを減算して、Ｖ相電流Ｉｖを算出し、算出したＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖに基づいてＷ相電流Ｉｗを算出する。
【００４５】
マイクロコンピュータ３０は、さらに、減算部３６から出力される電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗをＰＩ（比例・積分）制御処理して３相駆動電圧値にＶｕ、Ｖｖ及びＶｗを演算する３相駆動電圧演算部としてのＰＩ制御部３７と、このＰＩ制御部３７で演算した３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに対して電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正のための補正演算式に従って補正を行って３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘを演算する３相駆動電圧補正部３８と、この３相駆動電圧補正部３８から出力される３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘに基づいてパルス幅変調処理を行って前述したモータ駆動回路３０の各半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するパルス幅変調信号生成部３９とを備えている。
【００４６】
ここで、３相駆動電圧補正部３８は、３相のモータ駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力され、補正値を用いて３相のモータ駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを補正し、３相のモータ駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘを出力する。
具体的には、１２０ｄｅｇ位相がずれた３相の正弦波の２乗和が、その正弦波一周期の波高値の１．５倍された値となることを利用し、その値を用いて補正値を算出して３相のモータ駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから減算することにより、３相のモータ駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘを算出する。
すなわち、先ず、３相のモータ駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの２乗和から波形補正値算出用の補正算出定数Ｂを算出する。
Ｂ＝（√｛２／３（Ｖｕ２＋Ｖｖ２＋Ｖｗ２）｝／（２／√３） …………（１）
【００４７】
次いで、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの最大値と最小値及び補正算出定数Ｂに基づいて定数Ｘ１及びＹ１を算出し、これら定数Ｘ１及びＹ１を下記条件式１及び２に基づいて定数Ｘ２及びＹ２を算出し、これら定数Ｘ２及びＹ２を加算して波形補正値Ｃを算出する。
Ｘ１＝ＭＡＸ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）−Ｂ
Ｙ１＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）＋Ｂ
条件式１：Ｘ１≧０、真の場合：Ｘ２＝Ｘ１、偽の場合：Ｘ２＝０
条件式２：Ｙ１＜０、真の場合：Ｙ２＝Ｙ１、偽の場合：Ｙ２＝０
Ｃ＝Ｘ２＋Ｙ２ …………（２）
【００４８】
次いで、波形補正値Ｃを利用して、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘを算出する。
Ｖｕｘ＝Ｖｕ−Ｃ …………（３）
Ｖｖｘ＝Ｖｖ−Ｃ …………（４）
Ｖｗｘ＝Ｖｗ−Ｃ …………（５）
【００４９】
また、パルス幅変調信号生成部３９は、前述した従来例と同様に、図４に示すように、カウント値を“０”から最大値Ｎｍａｘまでカウントすることを繰り返して鋸歯状波でなる搬送波を形成するＰＷＭカウンタのカウント値と３相駆動電圧補正部３８から出力される３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘに応じたデューティ比設定値Ｎｄｕ、Ｎｄｖ及びＮｄｗとを比較して、ＰＷＭカウンタのカウント値がデューティ比設定値Ｎｄｕ、Ｎｄｖ及びＮｄｗより小さいときにオン状態となり、デューティ比設定値Ｎｄｕ、Ｎｄｖ及びＮｄｗより大きいときにオフ状態となるパルス幅変調信号を生成し、生成したパルス幅変調信号をモータ駆動回路４０の各半導体スイッチング素子のゲートに供給する。
【００５０】
また、各相のデューティ設定値を比較し、最大相（図４ではＵ相）、中間相（図４ではＶ相）、最小相（図４ではＷ相）を抽出し、最大相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波に対して、中間相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の位相がＰ１（＝図４では５ｕｓ）だけ遅れ、中間相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波に対して、最小相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の位相がＰ２（＝図４では５ｕｓ）だけ遅れるように、各相のパルス幅（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の位相を決定している。
【００５１】
つまり、Ｕ相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波に対して、Ｖ相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の位相が５ｕｓだけ遅れ、Ｖ相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波に対して、Ｗ相のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の位相が５ｕｓだけ遅れるように設定されている。
【００５２】
各相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号のハイレベルへの立ち上がりタイミングは、それぞれ各相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための鋸歯状波の立ち下がりのタイミングと同期している。そのため、Ｕ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号のハイレベルへの立ち上がりのタイミングは、Ｖ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号のハイレベルへの立ち上がりのタイミングよりも５ｕｓだけ遅れる。また、Ｖ相パルス幅変調（ＰＷＭ信号）のハイレベルへの立ち上がりのタイミングは、Ｗ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号のハイレベルへの立ち上がりのタイミングよりも５ｕｓだけ遅れて出力される。
【００５３】
これにより、Ｕ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号がハイレベルに立ち上がってから５ｕｓが経過するまでの期間は、Ｕ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号のみがハイレベルとなり、３相ブラシレスモータ１２のＵ相を流れる電流（Ｕ相電流）Ｉｕのみが、モータ駆動回路４０とＧＮＤ間の電流経路を流れる。したがって、マイクロコンピュータ３０は、各相電流演算部３５により、その期間にモータ電流検出器４２の出力信号を参照することにより、３相ブラシレスモータ１２を流れるＵ相電流の値（Ｕ相電流値Ｉｕ）を得ることができる。また、Ｖ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号がハイレベルに立ち上がってから５ｕｓが経過するまでの期間は、Ｕ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号およびＶ相パルス幅変調（ＰＷＭ）信号がハイレベルとなり、３相ブラシレスモータ１２を流れるＵ相電流ＩｕおよびＶ相を流れる電流（Ｖ相電流Ｉｖ）が、モータ駆動回路４０とＧＮＤ間の電流経路を流れる。したがって、マイクロコンピュータ３０は、各相電流演算部３５により、その期間にモータ電流検出器４２の出力信号を参照することにより、３相ブラシレスモータ１２を流れるＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖの合計電流値を得ることができる。そして、各相電流演算部３５によりその合計電流値から上記のようにして求めたＵ相電流検出値Ｉｕを差し引くことにより、３相ブラシレスモータ１２を流れるＶ相電流の値（Ｖ相電流値Ｉｖ）を得ることができる。また、こうしてＵ相電流検出値Ｉｕ及びＶ相電流検出値Ｉｖが得られると、Ｕ相電流検出値Ｉｕ、Ｖ相電流検出値Ｉｖ及びモータのＷ相を流れる電流の値（Ｗ相電流検出値Ｉｗ）の和は零であることから、零からＵ相電流検出値Ｉｕ及びＶ相電流検出値Ｉｖの和を差し引くことにより、Ｗ相電流検出値Ｉｗを得ることができる。このように、単一のモータ電流検出器４２の出力信号に基づいて、３相ブラシレスモータ１２の各相に流れる各相電流値（Ｕ相電流検出値Ｉｕ、Ｖ相電流検出値Ｉｖ及びＷ相電流検出値Ｉｗ）を求めることができる。そのため、各相に個別に電流検出器を設ける構成とは異なり、単一の電流検出器４２を備えていればよいので、コストの低減を図ることができる。
【００５４】
但し、この電流検出方式は、図４、図５の例に示すとおり、最大相（本例ではＵ相）に対し、中間相（本例ではＶ相）、最小相（本例ではＷ相）のデューティに制約がある。つまり、パルス幅変調（ＰＷＭ）一周期を例えば５０ｕｓとして、ＰＷＭ搬送波である鋸歯状波の位相シフト量Ｐ１、Ｐ２を５ｕｓとした場合、２０％≦最大相≦１００％、１０％≦中間相≦９０％、０％≦最小相≦８０％というデューティ制約がある。
【００５５】
この位相シフト量Ｐ１及びＰ２は、本実施例ではＰ１＝Ｐ２＝５ｕｓとしたが、Ｐ１≠Ｐ２にしても良いし、５ｕｓ以外の時間に設定しても良い。位相シフト量Ｐ１及びＰ２は、モータ電流検出器４２の信号をマイクロコンピュータ３０内のＡ／Ｄ変換器にてＡ／Ｄ変換するために必要な時間であり、モータ駆動回路４０の電流検出器４２側にあるローサイドアーム（下段）のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のＯＮ／ＯＦＦ時のリンギングやスイッチング時間、Ａ／Ｄ変換時間を考慮すると、５ｕｓ以上設けることが望ましい。なお、位相シフト量Ｐ１及びＰ２を５ｕｓより大きくした場合は、上記デューティ制約も異なることになる。
【００５６】
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、ステアリングホイール１を操舵すると、そのときの操舵トルクＴが操舵トルクセンサ３で検出されると共に、車速Ｖｓが車速センサ２１で検出される。そして、検出された操舵トルクＴ及び車速Ｖｓがモータ駆動制御装置２０のマイクロコンピュータ３０の機能ブロックで表されるトルク制御部３３に入力される。
【００５７】
一方、モータ回転角センサ１３で検出されたモータ回転角θｍが電気角演算部３１に供給されて電気角θに変換されると共に、変換された電気角θが電気角速度演算部３に供給されて電気角速度ωが算出される。
このため、トルク制御部３３で、操舵トルクＴ、車速Ｖｓ及び電気角速度ωに応じたトルク指令値Ｔ＊が算出され、これがモータ電流指令部３４に供給される。このモータ電流指令部３４で、でトルク指令値Ｔ＊、電気角θ及び電気角速度ωに基づいてｄ−ｑ軸電流指令値演算処理を行って、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出し、算出したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を２相／３相変換して、３相ブラシレスモータ１２に対するＵ相電流指令値Ｉｕ＊、Ｖ相電流指令値Ｉｖ＊及びＷ相電流指令値Ｉｗ＊を算出する。
【００５８】
そして、モータ電流指令部３４で算出された各相電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊が減算部３６に供給されて、これら各相電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊から各相電流演算部３５で演算されたモータ電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを減算して、電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗを算出し、これら電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗがＰＩ制御部３７に供給されて、３相ブラシレスモータ１２に対する３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗが算出される。
【００５９】
これら３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗは３相駆動電圧補正部３８に供給されて前述した（１）〜（５）式で表される補正演算式に基づいて補正が行われて、図６に示す３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘが演算される。
このように、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの補正処理を行うことで、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘの波形は、図６、図７のようになる。
【００６０】
図６は、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘの波形であり、３相駆動電圧値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘのそれぞれについてデューティ比が１００％及び０％で飽和して約６０度の電気角範囲で平坦となる波形となっている。図７は、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのうちの指令値Ｖｕと、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘのうちの補正値Ｖｕｘの波形とを比較した波形図である。この図７から分かるように、最大デューティ比が１１０％近傍で、最小デューティ比が−１０％近傍となる正弦波電圧である駆動電圧値Ｖｕに対して、駆動電圧補正値Ｖｕｘはその波高値が√３／２倍されて最大デューティ比が１００％で飽和して約６０度の電気角範囲で平坦な波形となるとともに、最小デューティ比が０％で飽和して約６０度の電気角範囲で平坦な波形として生成される。
【００６１】
この駆動電圧補正値Ｖｕｘの波形を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）解析した結果を図８及び図９に示す。なお、図９は、図８の９次成分以降を拡大した図となっている。このＦＦＴ解析の結果は、３相駆動電圧値の基本波を１００％とした場合の各次数の割合を示したものである。これら図８及び図９によると、基本波の他に、３次高調波、９次高調波、１５次高調波、２１次高調波、２７次高調波、３３次高調波、３９次高調波がある割合で含有されていることが明らかである。したがって、前述した（１）〜（５）式により擬似的に補正することにより、基本波に対する３次奇数倍高調波がある割合で含有されていることが実証された。
【００６２】
また、基本波成分に対し、３次奇数倍高調波は、同一符号で重畳されている。ここでいう同一符号とは、例えば、ある任意の基本波ｓｉｎ（θ＋α）に対して、その３次奇数倍高調波であるＡｎ×ｓｉｎ｛３（２ｎ＋１）θ＋α｝（ｎは任意の正の整数、Ａｎは奇数倍高調波の含有率であり正の値）を重畳するための式が、以下の式となり、基本波の符号と３次奇数倍高調波の符号が同じであることをいう。
３次奇数倍高調波を重畳した値＝ｓｉｎ（θ＋α）＋Σ［Ａｎ×ｓｉｎ｛３（２ｎ＋１）θ＋α｝］ …………（６）
【００６３】
また、前述した図６は、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ、Ｖｗｘのデューティ波形を示している。そのパルス幅変調一周期内の波高値が１００％の時のデューティ波形であり、そのデューティ比は、８６．５％≦最大相≦１００％、１３．５％≦中間相≦８６．５％、０％≦最小相≦１３．５％であり、上記電流検出方式の制約である２０％≦最大相≦１００％、１０％≦中間相≦９０％、０％≦最小相≦８０％を満たしている。
【００６４】
また、デューティは一般的に５０％を中心として３相の振幅が発生するように構成され、その波高値は最小で５０％から最大で１００％まで変化するため、上記のように波高値が１００％の時にデューティ制約を満たしていれば、どの振幅の時もデューティ制約を満たしていることが明らかである。
図１０、図１１は、電源電圧１２Ｖの時の上記補正の有無による電圧利用率の改善を示す例である。
【００６５】
上記（１）〜（５）式の補正をせずに正弦波波形でデューティ波高値が１００％の場合のモータＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｕ−Ｖ間の線間電圧は図１０に示すようになる。この場合、電源電圧１２Ｖ時にモータの相に印加できる電圧の振幅値は１２／２＝６Ｖであり、上記（１）〜（５）式の補正を実施しない場合の線間電圧の振幅は、６√３≒１０．３９Ｖとなり、電源電圧１２Ｖに対して、線間電圧は６√３／１２＝√３／２倍までしか印加できない。
【００６６】
これに対して、本実施形態のように上記（１）〜（５）式の補正を実施しデューティ波高値が１００％の場合のモータＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｕ−Ｖ間の線間電圧は図１１に示すようになる。上記（１）〜（５）式の補正を実施した場合の線間電圧の振幅は１２Ｖとなり、線間電圧は１倍まで印加できる。よって、上記補正を実施した場補正を実施しない場合に比べ、電圧利用率が２／√３倍（約１５％）改善できる。
【００６７】
以上より、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを前述した（１）〜（５）式に基づいて補正することにより、単一の電流検出器４２を用いて、モータ電流検出する場合のデューティ制約を満たすことができつつ、電圧利用率を約１５％程度改善することができるため、単一の電流検出器を用いることによる低コスト化と電圧利用率改善による電動パワーステアリング制御装置の出力性能の向上を両立して実現することが可能となる。
【００６８】
そして、３相駆動電圧補正部３８で演算された３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘは、パルス幅変調信号生成部３９に供給されて、このパルス幅変調信号生成部３９で、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘに基づいて図４及び図５に示すパルス幅変調信号が生成される。生成されたパルス幅変調信号はゲート駆動信号としてモータ駆動回路４０のハイサイドアームとなる半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３及びＱ６に供給され、その反転信号がローサイドアームとなる半導体スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４及びＱ６に供給される。このため、モータ駆動回路４０から３相モータ電流が出力され、この３相モータ電流が３相ブラシレスモータ１２に供給されることにより、３相ブラシレスモータ１２が駆動されてトルク指令値Ｔ＊に応じた操舵補助力を発生する。そして、３相ブラシレスモータ１２で発生された操舵補助力が減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２の出力軸２ｂに伝達されることにより、ステアリングホイール１を軽い操舵力で操舵することができる。
【００６９】
このように、上記第１の実施形態によると、単一の電流検出器を使用する安価な構成で、電圧利用率を改善しつつ、デューティ制約を満たすことができるモータ駆動制御装置２０を提供することができ、このモータ駆動制御装置２０を使用して電動パワーステアリング装置を構成することにより、製造コストを低減しながら出力性能を向上させることができる。
【００７０】
なお、上記第１の実施形態では、３相の電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊、３相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗをＰＩ制御し、３相のモータ駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成しているが、この構成ではなく、３相の電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊のうち２相（例えば、Ｉｕ＊、Ｉｖ＊）、３相の電流検出値（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）のうち２相（例えば、Ｉｕ、Ｉｖ）の偏差ΔＩｕ、ΔＩｖをＰＩ制御し、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのうち２相の駆動電圧値（例えば、Ｖｕ、Ｖｖ）を生成し、生成した２相の駆動電圧値Ｖｕ、ＶｖからＶｗ＝−Ｖｕ−Ｖｖにより残り１相の駆動電圧値Ｖｗを算出することにより、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成してもよい。
【００７１】
なお、上記第１の実施形態においては、マイクロコンピュータ３０の構成を機能ブロック図で説明したが、具体的には、マイクロコンピュータ３０で図１２に示すモータ駆動制御処理を実行する。
このモータ駆動制御処理は、先ず、ステップＳ１で、トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴ、車速センサ２１で検出した車速Ｖｓ及びモータ回転角センサ１３で検出したモータ回転角θｍを読込み、次いでステップＳ２に移行して、読込んだモータ回転角θｍに基づいて電気角θを演算し、次いでステップＳ３に移行して、演算した電気角θを微分して電気角速度ωを演算してからステップＳ４に移行する。
【００７２】
このステップＳ４では、操舵トルクＴ、車速Ｖｓ及び電気角速度ωに基づいてトルク指令値Ｔ＊を演算し、次いでステップＳ５に移行して、トルク指令値Ｔ＊に基づいてｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊及びＩｑ＊を算出し、算出したｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊及びＩｑ＊を２相／３相変換する逆ｄｑ軸変換を行って３相のモータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊を算出してからステップＳ６に移行する。
【００７３】
このステップＳ６では、後述する図１３に示す各相電流演算処理で演算した３相モータ電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを読込み、次いでステップＳ７に移行して、ステップＳ５で算出したモータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊からステップＳ６で読込んだモータ電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを個別に減算して電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗを演算する。
【００７４】
次いでステップＳ８に移行して、演算した電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗに対してＰＩ制御処理を行って３相電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを演算する。
次いで、ステップＳ９に移行して、演算した３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに対して、前述した（１）〜（５）式の補正演算式に従った電圧補正演算することにより、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘを算出する。
【００７５】
次いで、ステップＳ１０に移行して、３相駆動電圧値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘと、ＰＷＭカウンタのカウント値とに基づくパルス幅変調処理を行うことにより、パルス幅変調信号を生成する。次いで、ステップＳ１１に移行して、生成したパルス幅変調信号生成したパルス幅変調信号をモータ駆動回路４０へ出力し、次いで、ステップＳ１２に移行して、パルス幅変調一周期の開始時点であるか否かをＰＷＭカウンタのカウント値が“０”であるか否かを判定することにより判定し、パルス幅変調一周期の開始時点であるときにはステップＳ１３に移行して、Ｕ相電流検出フラグＦｕを“１”にセットし、次いでステップＳ１４に移行して、Ｕ相電流検出終了時間を計時する第１のタイマ及びＶ相電流検出終了時間を計時する第２のタイマを起動してから前記ステップＳ１に戻る。
【００７６】
一方、前記ステップＳ１２の判定結果が、パルス幅変調一周期の開始時点ではないときには、ステップＳ１５に移行して、第１のタイマが動作中であるか否かを判定し、第１のタイマが動作中であるときには、ステップＳ１６に移行して、第１のタイマがタイムアップしたか否かを判定し、タイムアップしていないときには前記ステップＳ１に戻り、タイムアップしたときにはステップＳ１７に移行して、Ｕ相電流検出フラグＦｕを“０”にリセットするとともに、Ｖ相電流検出フラグＦｖを“１”にセットしてから前記ステップＳ１に戻る。
【００７７】
さらに、前記ステップＳ１５の判定結果が、第１のタイマが動作中ではないときには、ステップＳ１８に移行して、第２のタイマが動作中であるか否かを判定し、第２のタイマが動作中でないときには前記ステップＳ１に戻り、第２のタイマが動作中であるときにはステップＳ１９に移行して、第２のタイマがタイムアップしたか否かを判定し、タイムアップしていないときには前記ステップＳ１に戻り、第２のタイマがタイムアップしたときにはステップＳ２０に移行して、Ｖ相検出フラグＦｖを“０”にリセットしてから前記ステップＳ１に戻る。
【００７８】
また、マイクロコンピュータ３０は、図１３に示す前述したモータ駆動制御処理に対して所定時間（例えば１ｕｓｅｃ）毎のタイマ割込処理として各相電流演算処理を実行する。
この各相電流演算処理は、先ず、ステップＳ２１で、前述したモータ駆動制御処理で、設定されるＵ相検出フラグＦｕ及びＶ相検出フラグＦｖを読込み、次いでステップＳ２２に移行して、Ｕ相検出フラグＦｕが“１”にセットされているか否かを判定し、Ｕ相検出フラグＦｕが“１”にセットされているときにはステップＳ２３に移行し、Ｕ相電流検出終了フラグＦｕｅが“１”にセットされているか否かを判定し、Ｕ相電流検出終了フラグＦｕｅが“０”にリセットされているときにはステップＳ２４に移行する。
【００７９】
このステップＳ２４では、前記モータ電流検出器４２で検出されたモータ電流検出値Ｉｍを読込み、次いでステップＳ２５に移行して、読込んだモータ電流検出値ＩｍをＵ相モータ電流検出値Ｉｕとして内蔵するメモリの所定記憶領域に更新記憶し、次いでステップＳ２６に移行して、Ｕ相電流検出終了フラグＦｕｅを“１”にセットしてからタイマ割込処理を終了して、前記モータ駆動制御処理に復帰する。また、前記ステップＳ２３の判定結果が、Ｕ相電流検出終了フラグが“１”にセットされているときにはそのままタイマ割込処理を終了して前記モータ駆動制御処理に復帰する。
【００８０】
また、前記ステップＳ２２の判定結果が、Ｕ相検出フラグＦｕが“０”にリセットされているときには、ステップＳ２７に移行して、Ｖ相検出フラグＦｖが“１”にセットされているか否かを判定し、Ｖ相検出フラグＦｖが“１”にセットされているときには、ステップＳ２８に移行して、Ｖ相検出終了フラグＦｖｅが“１”にセットされているか否かを判定し、Ｖ相検出終了フラグＦｖｅが“０”にリセットされているときにはステップＳ２９に移行して、モータ電流検出器４２で検出したモータ電流検出値Ｉｍを読込み、次いでステップＳ３０に移行して、下記（２９）式の演算を行って、モータ電流検出値Ｉｖを算出し、所定記憶領域に更新記憶する。
Ｉｖ＝Ｉｍ−Ｉｕ …………（２９）
【００８１】
次いで、ステップＳ３１に移行して、下記（３０）式の演算を行って、モータ電流検出値Ｉｗを算出して所定記憶領域に更新記憶する。
Ｉｗ＝−Ｉｕ−Ｉｖ …………（３０）
次いで、ステップＳ３２に移行して、Ｖ相電流検出終了フラグＦｖを“１”にセットするとともに、Ｕ相電流検出終了フラグＦｗｅを“０”にリセットしてからタイマ割込処理を終了してモータ駆動制御処理に復帰する。また、前記ステップＳ２８の判定結果が、Ｖ相検出終了フラグＦｖｅが“１”にセットされているときにはそのままタイマ割込処理を終了してモータ駆動制御処理に復帰する。
【００８２】
さらに、前記ステップＳ２７の判定結果が、Ｖ相電流検出フラグＦｖが“０”にリセットされているときには、ステップＳ３３に移行して、Ｖ相電流検出終了フラグＦｖｅが“１”にセットされているか否かを判定し、Ｖ相電流検出終了フラグＦｖｅが“１”にセットされているときには、ステップＳ３４に移行して、Ｖ相電流検出終了フラグＦｖｅを“０”にリセットしてからタイマ割込処理を終了して前記モータ駆動制御処理に復帰し、Ｖ相電流検出終了フラグＦｖｅが“０”にリセットされているときにはそのままタイマ割込処理を終了して前記モータ駆動制御処理に復帰する。
したがって、図１３の各相電流演算処理によって、パルス幅変調処理におけるパルス幅変調一周期の開始時毎に、単一のモータ電流検出器４２で検出したモータ電流検出値Ｉｍに基づいて３相のモータ電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが正確に検出される。
【００８３】
一方、図１２のモータ駆動制御処理で、操舵トルクＴ、車速Ｖｓ及び電気角速度ωに基づいてトルク指令値Ｔ＊が算出され、このトルク指令値Ｔ＊に基づいてモータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊が算出される。
そして、算出されたモータ電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊及びＩｗ＊と図１３の各相電流演算処理で算出されたモータ電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗとの電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗが算出され、各電流偏差ΔＩｕ、ΔＩｖ及びΔＩｗに対してＰＩ制御処理を行って３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを算出し、算出した３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗについて電圧補正処理を行って、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘを算出し、算出した３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘとパルス幅変調カウンタのカウント値とに基づいてパルス幅変調信号を生成し、生成したパルス幅変調信号をモータ駆動回路４０に出力する。これによって、前述したようにモータ駆動回路４０で３相モータ駆動電流が形成され、この３相モータ駆動電流が３相ブラシレスモータ１２の励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給されることにより、３相ブラシレスモータ１２が回転駆動されて、トルク指令値Ｔ＊に応じた操舵補助力を発生する。
【００８４】
次に、本発明の第２の実施形態を図１４〜図１６について説明する。
この第２の実施形態では、モータ駆動制御装置２０の構成自体は前述した第１の実施形態と同様の構成を有するが、３相駆動電圧補正部３８で行う電圧補正処理が変更されている。
すなわち、第２の実施形態では、３相駆動電圧補正部３８で行う電圧補正処理が以下のように行われる。
【００８５】
先ず、３相駆動電圧演算部としてのＰＩ制御部３７から出力される３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの最大値Ｖｍａｘ、最小値Ｖｍｉｎを平均した補正値Ａを、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗから減算して３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ、Ｖｗｍを算出する。
Ｖｍａｘ＝ＭＡＸ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ） …………（７）
Ｖｍｉｎ＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ） …………（８）
Ａ＝（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２ …………（９）
Ｖｕｍ＝Ｖｕ−Ａ …………（１０）
Ｖｖｍ＝Ｖｖ−Ａ …………（１１）
Ｖｗｍ＝Ｖｗ−Ａ …………（１２）
【００８６】
次いで、３相モータ駆動電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの２乗和から波形補正値算出用の補正算出定数Ｂを算出する。
Ｂ＝（√｛２／３（Ｖｕ２＋Ｖｖ２＋Ｖｗ２））／（２／√３）…… （１３）
次いで、３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍの最大値と補正算出定数Ｂとに基づいて下記（１４）式に従って波形補正値Ｃを算出する。
Ｃ＝｛Ｂ−ＭＡＸ（Ｖｕｍ、Ｖｕｍ、Ｖｗｍ）｝×ｓｉｇｎ（Ａ）………（１４）
【００８７】
次いで、波形補正値Ｃを利用して、３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍから３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｓを算出する。
Ｖｕｘ＝Ｖｕｍ＋Ｃ …………（１５）
Ｖｖｘ＝Ｖｖｍ＋Ｃ …………（１６）
Ｖｗｘ＝Ｖｗｍ＋Ｃ …………（１７）
【００８８】
この第２の実施形態によると、前述した（７）〜（１２）式によって算出した３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍのうちの例えば補正値Ｖｕｍのデューティ波形は、図１４で破線図示のようになる。この３相駆動電圧補正値Ｖｕｍは、前述した図２２と同一波形となり、約９３％≦最大相≦１００％、約７％≦中間相≦約９３％、０％≦最小相≦約７％となり、単一の電流検出器４２を用いた場合のデューティ制約である１０％≦中間相≦９０％を満たすことができない。
【００８９】
そして、この３相駆動電圧補正値Ｖｕｍに基づいて前述した（１４）〜（１７）式の演算を行って算出される第２の実施形態による３相駆動電圧補正値Ｖｕｘのデューティ波形は、図１４で実線図示のようになり、前述した第１の実施形態における３相駆動電圧補正値Ｖｕｘと略等しい波形となる。このため、前述した第１の実施形態と同様に電圧利用率は同じ効果を維持しつつ、デューティ制約を満足することができる。このときの、３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘの一相分について高速フーリエ変換（ＦＦＴ）解析を行うと、前述した第１の実施形態と同様に、基本波成分に対して、３次奇数倍高調波は同一符号となる。
【００９０】
ところが、前述した（７）〜（１２）式の演算を行って算出される前述した特許文献３に記載された３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍについて同様の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）分析を行ったところ、図１５及び図１６に示す結果が得られた。ここで、図１６は９次高調波成分以降を拡大して示した図である。
これら図１５及び図１６から明らかなように、特許文献３に記載されている従来例と同様の電圧補正処理を行った場合には、基本波成分に対して、３次奇数倍高調波は同一符号の次数と異符号の次数とが混在されて重畳されていることが明らかであり、本発明の第１及び第２の実施形態のように基本波成分に対して同符号の３次奇数倍高調波を重畳するものと明らかに異なるものであり、本願実施形態の効果を奏することはできない。
【００９１】
次に、本発明の第３の実施形態を図１７について説明する。
この第３の実施形態においても、前述した第２の実施形態と同様に、モータ駆動制御装置２０の構成自体は前述した第１の実施形態と同様の構成を有するが、３相駆動電圧補正部３８で行う電圧補正処理が変更されている。
すなわち、第２の実施形態では、３相駆動電圧補正部３８で行う電圧補正処理が以下のように行われる。
【００９２】
先ず、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの最大値Ｖｍａｘ、最小値Ｖｍｉｎを算出し、補正判定符号と２相変調信号Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍを算出する。
Ｖｍａｘ＝ＭＡＸ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ） …………（１８）
Ｖｍｉｎ＝ＭＩＮ（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ） …………（１９）
ｓｉｇｎＡ＝ｓｉｇｎ（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）…………（２０）
Ｖｕｍ＝Ｖｕ−Ｖｍｉｎ …………（２１）
Ｖｖｍ＝Ｖｖ−Ｖｍｉｎ …………（２２）
Ｖｗｍ＝Ｖｗ−Ｖｍｉｎ …………（２３）
【００９３】
次いで、３相駆動電圧値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの２乗和から波形補正値算出用の補正算出定数Ｂを算出する。
Ｂ＝（√｛２／３（Ｖｕ２＋Ｖｖ２＋Ｖｗ２））×√３）…… （２４）
次いで、２相変調信号Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍの最大値と補正算出定数Ｂと、補正判定符号Ａとから波形補正値Ｃを算出する。
条件式：ｓｉｇｎＡ≧０の場合：
Ｃ＝Ｂ−ＭＡＸ（Ｖｕｍ、Ｖｖｍ、Ｖｗｍ） …………（２５）
条件式：ｓｉｇｎＡ＜０の場合：
Ｃ＝０ …………（２６）
【００９４】
次いで、波形補正値Ｃを利用して、３相駆動電圧補正値Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍから３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｓを算出する。
Ｖｕｘ＝Ｖｕｍ＋Ｃ …………（２７）
Ｖｖｘ＝Ｖｖｍ＋Ｃ …………（２８）
Ｖｗｘ＝Ｖｗｍ＋Ｃ …………（２９）
【００９５】
この第３の実施形態によると、前記（１８）〜（２３）式で補正した２次変調信号Ｖｕｍ、Ｖｖｍ及びＶｗｍのうち２相変調信号Ｖｕｍのューティ波形は、図１７で破線図示のように、前述した特許文献３における図２３と同様のデューティ波形となる。
このため、ある位相で中間相＝最小相＝０％となり、単一の電流検出器４２を用いた場合のデューティ制約である１０％≦中間相≦９０％を満たすことができない波形となる。
【００９６】
これに対して、前記（２４）〜（２９）式によって算出する３相駆動電圧補正値Ｖｕｘ、Ｖｖｘ及びＶｗｘのうちの一相例えば補正値Ｖｕｘのデューティ波形は、図１７で実線図示のように、前述した第１の実施形態における３相駆動電圧補正値Ｖｕｘと全く同じ波形となる。
このため、前述した第１の実施形態と同様に、電圧使用率について同じ効果を維持しつつ、デューティ制約を満たすことができる。
【００９７】
次に、本発明の第４の実施形態を図１８について説明する。
この第４の実施形態では、モータ電流指令部３４からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を減算部３６に出力するとともに、各相電流演算部３５で算出した各相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを３相／２相変換部５１で電気角θに基づいてｄｑ変換してｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑに変換し、変換したｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑを減算部３６に供給して、この減算部３６で電流偏差ΔＩｄ及びΔＩｑを算出し、これら電流偏差ΔＩｄ及びΔＩｑをＰＩ制御部３７でＰＩ（比例・積分）制御処理を行って電圧指令値Ｖｄ及びＶｑを算出し、３相駆動電圧演算部としての２相／３相変換部５２で算出した電圧指令値Ｖｄ及びＶｑと電気角θとに基づいてｄｑ逆変換を行って前述した第１〜第３の実施形態の何れか１つの３相駆動電圧補正部３８に供給することを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図３との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
【００９８】
この第４の実施形態によると、３相ブラシレスモータ１２が一定回転数で定常回転している場合に、前述した第１〜第３の実施形態では、３相の交流電流状態でのフィードバック制御を行う必要があるが、本実施形態ではｄｑ軸の直流電流状態でフィードバック制御を行うことができ、制御性を向上させることができる。
なお、上記第１〜第４の実施形態においては、トルク制御部３３で、トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴ、車速センサ２１で検出した車速Ｖｓ及び電気角速度演算部３２で演算した電気角速度ωに基づいてトルク指令値Ｔ＊を算出した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、操舵トルクＴ及び車速Ｖｓに基づいてトルク指令値Ｔ＊を算出するようにしたり、操舵トルクＴのみに基づいてトルク指令値Ｔ＊を算出したりするようにしても良い。
【００９９】
また、上記第１〜第４の実施形態においては、電流検出器４２をモータ駆動回路４０と接地との間に介装した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バッテリ４１とモータ駆動回路４０との間に電流検出器４２を介装するようにしてもよい。
また、上記第１〜第４の実施形態においては、３相モータとして３相ブラシレスモータを適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、３相誘導モータも永久磁石式同期モータ等の３相同期モータを適用することができる。
なおさらに、上記実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置などの車載電動機器や他の電動機器等の３相モータを適用した機器に本発明を適用することができる。
【符号の説明】
【０１００】
１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…トルクセンサ、１０…操舵補助機構、１１…減速ギヤ、１２…３相ブラシレスモータ、１３…モータ回転角センサ、２０…モータ駆動制御装置、２１…車速センサ、３０…マイクロコンピュータ、３１…電気角演算部、３２…電気角速度演算部、３３…トルク制御部、３４…モータ電流指令部、３５…各相電流演算部、３６…減算部、３７…ＰＩ制御部、３８…３相駆動電圧補正部、３９…パルス幅変調信号生成部、４０…モータ駆動回路、４１…バッテリ、４２…モータ電流検出器、５１…３相／２相変換部、５２…２相／３相変換部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相モータに供給する駆動電流を制御するモータ駆動制御装置であって、
直流電源に接続された前記３相モータを駆動するモータ駆動回路と、
前記３相モータに流れるモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部と、
該モータ電流検出部で検出した電流検出値に基づいて、前記３相モータの各相に流れる各相電流検出値を求める各相電流演算部と、
前記３相モータに供給する駆動電流の電流指令値を演算するモータ電流指令部と、
該モータ電流指令部で演算した３相電流指令値と、前記各相電流演算部で演算された各相電流検出値との電流偏差に応じて３相駆動電圧値を演算する３相駆動電圧演算部と、
予め設定された電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記３相駆動電圧値に対して補正を行って３相駆動電圧補正値を演算する３相駆動電圧補正部と、
該３相駆動電圧補正部で演算した３相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部と
を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項２】
３相モータに供給する駆動電流を制御するモータ駆動制御装置であって、
直流電源に接続された前記３相モータを駆動するモータ駆動回路と、
前記３相モータの回転位置を検出して電気角信号を演算する電気角演算部と、
前記３相モータに流れるモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部と、
該モータ電流検出部で検出したモータ電流検出値に基づいて前記３相モータの各相に流れる各相電流値を求める各相電流演算部と、
該各相電流演算部で演算した各相電流値に対してｄｑ軸変換を行ってｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値を求めるｄｑ軸変換部と、
前記３相モータを制御するためのｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算するモータ電流指令値演算部と、
該モータ電流指令値演算部で演算したｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と前記ｄｑ軸変換部で変換されたｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値との電流偏差に応じてｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧を演算するｄｑ軸電圧演算部と、
該ｄｑ軸電圧演算部で演算したｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧と前記電気角信号とに基づいてｄｑ軸逆変換を行い、３相駆動電圧値を演算する３相駆動電圧演算部と、
予め設定された電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記３相駆動電圧値に対して補正を行い、３相駆動電圧補正値を演算する３相駆動電圧補正部と、
該３相駆動電圧補正部で演算した３相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部と
を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項３】
前記モータ電流検出部は、前記モータ駆動回路と電源及び接地の何れかとの間を流れる電流を検出する単一の電流検出器で構成され、前記パルス幅変調信号生成部は、前記３相モータの各相のパルス幅変調信号における搬送波の立ち上がり及び立ち下がりの一方のタイミングが所定の位相シフト量だけ互いにずらして設定されていることを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
前記３相駆動電圧補正部は、前記３相駆動電圧値を基本正弦波とし、この基本正弦波に、予め設定された前記補正演算式に従って、その３次奇数倍高調波を重畳して３相駆動電圧補正値を演算することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項５】
前記３相駆動電圧補正部は、前記補正演算式を前記３相駆動電圧の二乗和の値を用いた演算式を含む演算式としたことを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項６】
前記３次奇数倍高調波は、前記基本正弦波と同じ符号で重畳されることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項７】
前記３次奇数倍高調波は、高次になるにつれて、その含有率が低くなるように設定されていることを特徴とする請求項６に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項８】
操舵系に作用する操舵トルクに基づいて、操舵アシスト力を発生する３相モータに流す駆動電流を制御するようにした電動パワーステアリング装置であって、
前記３相モータを前記請求項１乃至７の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置を用いて駆動制御することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【請求項１】
３相モータに供給する駆動電流を制御するモータ駆動制御装置であって、
直流電源に接続された前記３相モータを駆動するモータ駆動回路と、
前記３相モータに流れるモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部と、
該モータ電流検出部で検出した電流検出値に基づいて、前記３相モータの各相に流れる各相電流検出値を求める各相電流演算部と、
前記３相モータに供給する駆動電流の電流指令値を演算するモータ電流指令部と、
該モータ電流指令部で演算した３相電流指令値と、前記各相電流演算部で演算された各相電流検出値との電流偏差に応じて３相駆動電圧値を演算する３相駆動電圧演算部と、
予め設定された電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記３相駆動電圧値に対して補正を行って３相駆動電圧補正値を演算する３相駆動電圧補正部と、
該３相駆動電圧補正部で演算した３相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部と
を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項２】
３相モータに供給する駆動電流を制御するモータ駆動制御装置であって、
直流電源に接続された前記３相モータを駆動するモータ駆動回路と、
前記３相モータの回転位置を検出して電気角信号を演算する電気角演算部と、
前記３相モータに流れるモータ電流を検出する単一のモータ電流検出部と、
該モータ電流検出部で検出したモータ電流検出値に基づいて前記３相モータの各相に流れる各相電流値を求める各相電流演算部と、
該各相電流演算部で演算した各相電流値に対してｄｑ軸変換を行ってｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値を求めるｄｑ軸変換部と、
前記３相モータを制御するためのｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算するモータ電流指令値演算部と、
該モータ電流指令値演算部で演算したｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と前記ｄｑ軸変換部で変換されたｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値との電流偏差に応じてｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧を演算するｄｑ軸電圧演算部と、
該ｄｑ軸電圧演算部で演算したｄ軸駆動電圧及びｑ軸駆動電圧と前記電気角信号とに基づいてｄｑ軸逆変換を行い、３相駆動電圧値を演算する３相駆動電圧演算部と、
予め設定された電圧利用率改善及び３相駆動電圧波形補正を行う補正演算式に従って前記３相駆動電圧値に対して補正を行い、３相駆動電圧補正値を演算する３相駆動電圧補正部と、
該３相駆動電圧補正部で演算した３相駆動電圧補正値に基づいて前記モータ駆動回路を制御するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成部と
を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項３】
前記モータ電流検出部は、前記モータ駆動回路と電源及び接地の何れかとの間を流れる電流を検出する単一の電流検出器で構成され、前記パルス幅変調信号生成部は、前記３相モータの各相のパルス幅変調信号における搬送波の立ち上がり及び立ち下がりの一方のタイミングが所定の位相シフト量だけ互いにずらして設定されていることを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
前記３相駆動電圧補正部は、前記３相駆動電圧値を基本正弦波とし、この基本正弦波に、予め設定された前記補正演算式に従って、その３次奇数倍高調波を重畳して３相駆動電圧補正値を演算することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項５】
前記３相駆動電圧補正部は、前記補正演算式を前記３相駆動電圧の二乗和の値を用いた演算式を含む演算式としたことを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項６】
前記３次奇数倍高調波は、前記基本正弦波と同じ符号で重畳されることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項７】
前記３次奇数倍高調波は、高次になるにつれて、その含有率が低くなるように設定されていることを特徴とする請求項６に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項８】
操舵系に作用する操舵トルクに基づいて、操舵アシスト力を発生する３相モータに流す駆動電流を制御するようにした電動パワーステアリング装置であって、
前記３相モータを前記請求項１乃至７の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置を用いて駆動制御することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【公開番号】特開２０１１−１３０６１６（Ｐ２０１１−１３０６１６Ａ）
【公開日】平成２３年６月３０日（２０１１．６．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２８８１９０（Ｐ２００９−２８８１９０）
【出願日】平成２１年１２月１８日（２００９．１２．１８）
【出願人】（０００００４２０４）日本精工株式会社 (8,378)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年６月３０日（２０１１．６．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１２月１８日（２００９．１２．１８）
【出願人】（０００００４２０４）日本精工株式会社 (8,378)
【Ｆターム（参考）】
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