可変集積インダクタ
【課題】２個以上の値の間で切替え可能なインダクタンス値を有する可変集積インダクタについて記載する。
【解決手段】好適な実施形態において、可変集積インダクタは、一対の２次インダクタに電磁結合されたマルチループ１次インダクタを含んでいる。２次インダクタは互いに接続されて閉回路を形成しており、その内部で２次インダクタは、マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジを有している。一応用例において、可変集積インダクタは、マルチバンドＲＦ無線トランシーバ（例えば、無線通信装置）で使用可能な種類である電圧制御発振器（ＶＣＯ）内で用いられる。他の応用例において、可変集積インダクタは、同調増幅器負荷、インピーダンス整合ネットワーク、デジタル制御発振器、または他の任意の種類の周波数選択ＬＣネットワークに利用可能である。
【解決手段】好適な実施形態において、可変集積インダクタは、一対の２次インダクタに電磁結合されたマルチループ１次インダクタを含んでいる。２次インダクタは互いに接続されて閉回路を形成しており、その内部で２次インダクタは、マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジを有している。一応用例において、可変集積インダクタは、マルチバンドＲＦ無線トランシーバ（例えば、無線通信装置）で使用可能な種類である電圧制御発振器（ＶＣＯ）内で用いられる。他の応用例において、可変集積インダクタは、同調増幅器負荷、インピーダンス整合ネットワーク、デジタル制御発振器、または他の任意の種類の周波数選択ＬＣネットワークに利用可能である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
背景
本発明は、２個以上の値の間で切替え可能なインダクタンス値を有する可変集積インダクタに関する。一用途において、可変集積インダクタは、マルチバンドＲＦ無線トランシーバ（例えば、携帯電話、ポケットベル、ラップトップ・コンピュータ、携帯情報端末（ＰＤＡ）等の無線通信装置）で使用可能な種類の電圧制御発振器（ＶＣＯ）で用いられる。他の用途において、可変集積インダクタは、同調増幅器負荷、インピーダンス整合ネットワーク、デジタル制御発振器、または任意の種類の周波数選択ＬＣネットワークで利用できる。
【背景技術】
【０００２】
関連技術の説明
図１（従来技術）を参照するに、従来型の直接変換マルチバンド無線トランシーバ１００（例えば、無線通信装置１００）の基本部品のブロック図を示す。図に示すマルチバンド無線トランシーバ１００は、アンテナ１０２、送信／受信（Ｔ／Ｒ）ユニット１０４、受信経路１０６、送信経路１０８、およびベースバンド信号処理ユニット１１０を含んでいる。受信経路１０６は、アンテナ１０２により受信されたＲＦ周波数信号をベースバンド信号処理ユニット１１０における更なる信号処理に適したより低い周波数に下方変換するために、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１４と共に用いられるミキサー１１２を含んでいる。送信経路１０８は、ベースバンド信号処理ユニット１１０から受信されたベースバンド信号を、アンテナ１０２により送信される前に、より高い周波数に上方変換するために、ＶＣＯ１１８と共に用いられるミキサー１１６を含んでいる。受信信号および送信信号のＲＦ周波数（ｆＲＦ）が極めて広範囲（２倍超）にわたり変動し得るため、マルチバンド・トランシーバ１００は、ＶＣＯ１１４、１１８の両方が広い周波数範囲にわたり同調可能であることを必要とする。
【０００３】
従来、マルチバンド無線トランシーバ１００のこの種のアーキテクチャは良好に機能していた。しかし今日、より多くのマルチバンドおよびマルチスタンダードの無線アーキテクチャに対応するためにより多くの周波数帯をカバーすることができる、一体化された無線トランシーバによる解決策が必要とされている。この拡張された機能性は、図１に示すＶＣＯ１１４、１１８の同調範囲が限られているため、実現するのが困難であった。以下に、ＶＣＯ１１４、１１８の同調範囲が限られている理由を説明する。
【０００４】
ＶＣＯ１１４、１１８は、並列に接続された固定インダクタ１２１および可変コンデンサ１２３を含むＬＣ共振器回路１２０により設定される発振周波数（ｆ０）を有する。発振周波数（ｆ０）は、次式により与えられる。
【数１】
【０００５】
インダクタ１２１の値が固定されているため、これはＬＣ共振器回路１２０の同調範囲が、可変コンデンサ１２３（すなわちバリキャップ１２３および静電容量スイッチ１２３）を調整することにより実現可能な静電容量比率に限られることを意味する。ＬＣネットワーク１２０の同調範囲が限られていることは、マルチバンド無線トランシーバ１００だけの問題ではない。これはまた、例えば同調増幅器負荷やインピーダンス整合ネットワークで使用可能な他の種類の周波数選択ＬＣネットワークにおいても問題である。過去にこの問題に対処するために用いられた多くの解決策を図２〜５に関して以下に記載する。
【０００６】
図２（従来技術）を参照するに、共にマルチプレクサ２０４に接続されている２個のＶＣＯ２０２ａ、２０２ｂを有するデュアルＶＣＯ２００のブロック図を示す。ＶＣＯ２０２ａ、２０２ｂは各々、互いに並列に接続された固定インダクタ２０５および可変コンデンサ２０７を含むＬＣ共振器回路２０６ａ、２０６ｂを有している。この場合、デュアルＶＣＯ２００は、ＶＣＯ２０２ａ、２０２ｂから出力される２個の部分範囲Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２からなる全周波数範囲Ｖｏｕｔを有している。デュアルＶＣＯ２００は、実装が比較的容易であるものの、（例えば）図１に示すＶＣＯ１１４の製造に用いる場合の２倍超のシリコン面積を使用する。これは好ましくない。
【０００７】
図３（従来技術）を参照するに、分割器３０２に接続されたＶＣＯ３００のブロック図を示す。ＶＣＯ３００は、互いに並列に接続された固定インダクタ３０５および可変コンデンサ３０７を含むＬＣ共振器回路３０４を有している。ＶＣＯ３００の出力に分割器３０２を追加して、異なる出力周波数帯に対して分割比率を異なる整数値に設定可能にしたことにより、ＶＣＯ３００に対する同調範囲要件が効果的に緩和される。しかし、分割器３０２を追加したことにより、特に位相ノイズ要件が厳しい場合に電流消費が大幅に増大する。また、分割器３０２の追加によりチップに使用する総面積が増大する。更に、分割器３０２を追加したことにより、２の倍数でない分割器比率に対して矩形出力信号を生成することが困難な場合が多い。これらの特徴はいずれも好ましくない。
【０００８】
図４（従来技術）を参照するに、ＶＣＯ４００の出力信号の分数分割の実行に用いられてきた複雑なフィードバック周波数生成方式のブロック図を示す。本方式において、ＶＣＯ４００は、互いに並列に接続された固定インダクタ４０３および可変コンデンサ４０５含むＬＣ型共振器回路４０２を有している。また、ＶＣＯの出力信号は、ミキサー４０４へ入力され、ミキサー４０４を通過して分割器４０６において整数Ｎで分割された信号と混合される。この方式の短所は、図２〜３に示す従来の解決策のいずれよりも多くの電流を消費し、且つより大きいチップスペースを占有することである。
【０００９】
図５（従来技術）を参照するに、ＶＣＯ５００の出力信号の分数分割の実行に用いられてきた複雑なフィードフォワード周波数生成方式のブロック図を示す。この方式において、ＶＣＯ５００は、互いに並列に接続された固定インダクタ５０３および可変コンデンサ５０５を含むＬＣ共振器回路５０２を有している。また、ＶＣＯの出力信号は、ミキサー５０４および分割器５０６へ入力される。分割器５０６は、出力信号を整数Ｎで分割し、分割された信号をミキサー５０４に入力するように機能する。ミキサー５０４は次いで、元の出力信号と分割された出力信号を混合して、信号Ｖｏｕｔを出力する。この方式には、図２〜３に示す従来の解決策のいずれよりも多くの電流を消費し、且つより大きいチップスペースを占有する点で、図４に示すフィードバック方式と同じ短所がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従って、ＶＣＯの同調範囲を増やすために利用できる新たな解決策が必要であることが分かる。この新たな解決策には、従来の解決策に付随する上述の短所および欠点があってはならない。本発明の可変集積インダクタはそのような解決策である。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
発明の簡単な説明
本発明は、２個以上の値の間で切替え可能なインダクタンス値を有する可変集積インダクタを含んでいる。好適な実施形態において、当該可変集積インダクタは、一対の２次インダクタに電磁結合されたマルチループ１次インダクタを含んでいる。２次インダクタは互いに接続されて閉回路を形成しており、その内部で２次インダクタは、マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジを有している。一応用例において、可変集積インダクタは、マルチバンドＲＦ無線トランシーバ（例えば、無線通信装置）で使用可能な種類である電圧制御発振器（ＶＣＯ）内で用いられる。他の応用例において、可変集積インダクタは、同調増幅器負荷、インピーダンス整合ネットワーク、デジタル制御発振器、または他の任意の種類の周波数選択ＬＣネットワークに利用可能である。
【００１２】
添付の図面をと合わせて、以下の詳細説明を参照することにより、本発明をより完全に理解することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図面の詳細な説明
図６を参照するに、可変集積インダクタ６０４（本発明）および可変コンデンサ６０６を含むＬＣ共振器回路６０２を有するＶＣＯ６００を表わすブロック図を示す。可変集積インダクタ６０４は、後述するように、インダクタンスを２個以上の値の間で切替え可能にする特徴的な誘導スイッチング技術を実装している。その結果、可変集積インダクタ６０４および可変コンデンサ６０６の両方を用いるＶＣＯ６００は、誘導スイッチングおよび静電容量スイッチング（式１参照）の両方を用いることにより拡張可能な同調範囲を有している。従来型（例えば）ＶＣＯ１１４はインダクタ１２１が固定（図１参照）されているために容量スイッチング（可変コンデンサ１２３を介して）を用いることでしか同調範囲を変更できなかったため、従来はこのような拡張同調範囲が不可能であった。
【００１４】
可変集積インダクタ６０４は、１次インダクタ（図１０〜１３参照）と同じチップ面積に多数の２次インダクタを追加することにより、この特徴的な誘導スイッチング技術を実装している。２次インダクタは、１次インダクタとは物理的に接続しておらず、その代わりに１次インダクタと電磁結合している。また、２次インダクタ自体が互いに異なる構成／トポロジで接続できるため、２次インダクタが１次インダクタに与える影響を変化させることができる。特に、２次インダクタの構成／トポロジを切替えて、１次インダクタの出力である総インダクタンスの値を変化させることができる。
【００１５】
２次インダクタ等の新たな部品をインダクタに追加することは、これらの新たな部品がインダクタのＱ係数を低下させる恐れのある新たな寄生要素をもたらすため、簡単な作業ではない。この問題を回避するために、本発明の好適な実施形態は、１次インダクタＬ１と電磁結合されているが物理的には結合されていない２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２を用いる（図７、８参照）。これら２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２は、同一のインダクタンスを有し、且つ１次インダクタＬ１と同一の結合を有していなければならない。また、これら２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２は、逆符号の結合係数ｋを有していなければならない。このように、３個の電磁結合された構造Ｌ１、Ｌ２１、Ｌ２２の結果的に生じる等価なインダクタンスは、２個の２次装置Ｌ２１、Ｌ２２が互いにどのように接続されているかに依存する。
【００１６】
２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２が図７に示すように直列に接続されている場合、結合係数ｋ、−ｋが逆符号であるために、これら２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の影響は互いに相殺される。この場合、２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２がある側では電流は流れず、１次インダクタＬ１のインダクタンスおよびＱ係数は次式で示すように影響を受けないままである。
ＬＴＯＴ＝Ｌ１ 式２
【００１７】
しかし、２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２が図８に示すように並列に接続されている場合、相殺効果は存在しない。１次インダクタＬ１の結果的に生じるインダクタンス値は、次式で示すように、結合係数ｋの大きさに依存する新規の値ＬＴＯＴまで減少する。
ＬＴＯＴ＝Ｌ１・（１−２・ｋ２） 式３
【００１８】
このトポロジにおいて、損失抵抗がインダクタンス値と同じ量だけ減少しないという事実のために、可変集積インダクタ６０４の全体的なＱ係数もまた減少する。図７、８から分かるように、２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２は常時互いに接続して閉回路を形成しており、当該閉回路内でこれらを直列または並列に接続することにより変更可能な唯一のトポロジである。
【００１９】
好適な実施形態において、集積インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２は、半導体基板（チップ）上に金属トレースとして実装される。インダクタンス値、Ｑ係数、および他の金属構造への電磁結合等の主要な性能パラメータの全ては、基板の材料特性と共に、インダクタ・レイアウトの幾何学的特性により定義される。このように、集積インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２の製造に用いる金属トレースのサイズおよびレイアウトを適切に決めることが重要である。以下に、集積インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２の製造に利用可能ないくつかの異なるレイアウトに関して記載する。
【００２０】
図９を参照するに、シングルターンの８の字形１次インダクタＬ１のレイアウトを表わすブロック図を示す。本例では、１次インダクタＬ１は、上部ループ９０２および下部ループ９０４を有するシングルターンの８の字形構造をなしている。８の字形により、上部ループ９０２内の電流は、下部ループ９０４内の電流（例えば、反時計回り、矢印参照）と反対方向（例えば、時計回り、矢印参照）に進む。その結果、８の字形には、２個の内側ループ９０２、９０４から生じる磁場９０６、９０８が反対方向を向くという利点がある。またこれは、１次インダクタＬ１が他の部品に及ぼし得る遠距離場効果を減らすために、１次インダクタＬ１から特定の距離で発散する磁場９０６、９０８が互いに逆向きに作用する傾向があることを意味する（この利点に関する詳細は同時係属中の米国特許出願第１０／９１９，１３０号明細書参照）。１次インダクタＬ１がこのように対称形のレイアウトであるの別の利点として、後述する本発明の誘導スイッチング技術の実装によく適していることが挙げられる。
【００２１】
図１０を参照するに、本発明に従い、シングルターンの８の字形１次インダクタＬ１に電磁結合する２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２を表わす例示的な可変集積インダクタ６０４のブロック図を示す。中央のスイッチ１００２が開いたままである結果、これら２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の閉回路直列接続が得られる。例えば、スイッチ１００２は、ソフトウェアにより制御可能な大型の金属酸化物半導体（ＭＯＳ）トランジスタ１００２であってよい。インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２間のレイアウトが完全に対称であることにより、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の結合係数ｋの大きさが同一であることが保証される。また、１次インダクタＬ１の対称な８の字形状により、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の結合係数ｋが逆符号であることが自動的に保証される。これは、１次インダクタＬ１が逆向きの磁場９０６、９０８を有する２個の内側ループ９０２、９０４を有している事実による。この結果、本構成の可変集積インダクタ６０４は図７に示す回路のように機能し、総インダクタンスＬＴＯＴは１次インダクタＬ１のインダクタンスに等しい。
【００２２】
図１１を参照するに、図１０に示す例示的な可変集積インダクタ６０４のブロック図を、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２が並列に接続されるようにスイッチ１００２が閉じている状態で示す。再び、インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２間のレイアウトが完全に対称であることにより、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の結合係数ｋの大きさが同一であることが保証される。また、インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２のジオメトリが変わっていないため、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２は依然として逆符号の結合係数ｋを有している。この結果、本構成の可変集積インダクタ６０４は図８に示す回路のように機能し、総インダクタンスＬＴＯＴは式３に従い減少する。
【００２３】
図１２を参照するに、本発明の別の実施形態に従い、ダブルターンの８の字形１次インダクタＬ１に電磁気結合された２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２有する例示的な可変集積インダクタ６０４’のブロック図を示す。ダブルターンの８の字形１次インダクタＬ１は、上部ループ９０２および下部ループ９０４を有する点で図１０〜１１に示すシングルターンの８の字形１次インダクタＬ１と極めて類似している。しかし、２回のターンを有するダブルターンの８の字形１次インダクタＬ１はより低いＱ係数を有し、図１０〜１１に示すシングルターンの８の字形１次インダクタＬ１と比較して、同じインダクタンス値にも拘わらずより小さい構造をなしている。スイッチング機構１００２は、図１０〜１１に示すものと同一であってよい。
【００２４】
可変集積インダクタ６０４、６０４’の両方の実施形態において、インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２の実際のレイアウトに応じて、接続された２次インダクタＬ２１、Ｌ２２のインダクタンス値が直列構成と並列構成とで僅かに異なり得る点に留意されたい。しかし、これはインダクタンス値が２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２自体の間で等しい（Ｌ２１＝Ｌ２２）限り、問題ではない。
【００２５】
一対の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２について図７〜１２に関して上述したが、１次インダクタＬ１が２個以上のインダクタンス値を出力可能にするいくつかの対の２次インダクタを実装することも可能である。周波数同調に静電容量スイッチではなく誘導スイッチを用いることで恐らくプロセス・パラメータの差違に対する感度が低いため、複数の対の２次インダクタを用いることが好ましいであろう。これは、より密に制御可能な装置ジオメトリに誘導スイッチが密にリンクされているためである。例えば、１次インダクタＬ１に相対的に２次インダクタのジオメトリ（例えば、大きさ、形状）を変えるためにレーザー切削工具を用いて結合係数ｋの大きさを制御することができる。ＶＣＯ周波数に影響する他の部品におけるプロセス変動を補償するように製造工程の間に可変集積インダクタ６０４の１回限りの同調（トリミング）を実行したい場合、レーザー切削工具を用いて、ＭＯＳスイッチ１００２を代替することができる。
【００２６】
２次インダクタの各種結合係数ｋの逆符号に簡単に対応できる限り、複数対の２次インダクタを実装するスイッチ型可変集積インダクタ６０４の多様なジオメトリを用いることができる。そのような実施形態の一つを図１３に示す。可変集積インダクタ６０４”は、クローバー葉状の１次インダクタＬ１および４個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２、Ｌ２３、Ｌ２４を有している。これら４個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２、Ｌ２３、Ｌ２４は、（例えば）２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２３が正の結合係数ｋを有し、（例えば）他の２個の２次インダクタＬ２２、Ｌ２４が負の結合係数−ｋを有する場合、インダクタンスの切替えに用いることができる。スイッチング機構１００２は、図１０〜１１に示すものと同一であってよい。
【００２７】
上述のように、可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”は多様な装置に実装することができる。例えば、同調増幅器負荷、インピーダンス整合ネットワーク、デジタル制御発振器、または他の種類の周波数選択ＬＣネットワーク等の装置は、可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”の拡張された同調範囲を組み込んで利用することから利点が得られる。また、図１４に示すようなマルチバンド無線トランシーバ１４００は、２個の可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”を用いることにより利点が得られる。
【００２８】
図１４を参照するに、本発明によるマルチバンド無線トランシーバ１４００の基本部品を表わすブロック図を示す。図に示すマルチバンド無線トランシーバ１４００（例えば、無線通信装置１４００）は、アンテナ１４０２、送信／受信（Ｔ／Ｒ）ユニット１４０４、受信経路１４０６、送信経路１４０８、およびベースバンド信号処理装置１４１０を含んでいる。受信経路１４０６は、アンテナ１４０２により受信されたＲＦ周波数信号を、ベースバンド信号処理ユニット１４１０における更なる信号処理に適したより低い周波数に下方変換するためにＶＣＯ１４１４と共に用いられるミキサー１４１２を含んでいる。送信経路１４０８は、ベースバンド信号処理ユニット１４１０から受信されたベースバンド信号を、アンテナ１４０２により送信される前に、より高い周波数に上方変換するためにＶＣＯ１４１８と共に用いられるミキサー１４１６を含んでいる。
【００２９】
マルチバンド無線トランシーバ１４００は、ＶＣＯ１４１４、１４１８の同調範囲が従来型マルチバンド無線トランシーバ１００で用いられるＶＣＯ１１４、１１８の同調範囲より大きい点を除いて、図１に示す従来型マルチバンド無線トランシーバ１００と同一構成をなしている。
【００３０】
再び、ＶＣＯ１４１４、１４１８は、誘導スイッチング（可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４” を介して）および静電容量スイッチング（可変コンデンサ６０６を介して）の両方の組合せを用いることができるため、同調範囲が拡張されている。従来型ＶＣＯ１１４、１１８はインダクタ１２１が固定（図１参照）されているために静電容量スイッチング（可変コンデンサ１２３を介して）を用いることでしか同調範囲を変更できなかったため、このような拡張同調範囲は可能でなかった。分かりやすくするため、マルチバンド無線トランシーバ１４００について本明細書に記載する説明では本発明の理解に必要でない公知の部品に関する特定の詳細事項を省略する。
【００３１】
マルチバンド無線トランシーバ１４００（または任意の装置）において可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”を用いることに伴う別の利点は、ＶＣＯ１４１４と１４１８の間に相互ＥＭ結合がより少ないことである。その理由は、各々の可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”が対称形であるためである。また、各々の可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”は複数の対称形のループからなり、これはそれらが各々自身と逆向きに作用する傾向がある磁場を発することを意味する。その結果、２個の可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”は互いに近接して配置して、集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”の１個において、可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”のうちの他のものから発せられた磁場により誘導された電流が大幅に減少するような方向に向けることができる。この利点および対称形の１次インダクタを用いることによる別の利点に関するより詳細な説明に関して、同時係属中の米国特許出願第１０／９１９，１３０号明細書を参照されたい。
【００３２】
図１５を参照するに、本発明に従い、可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”を製造する方法１５００の基本ステップを表わすフロー図を示す。ステップ１５０２から始まって、マルチループ１次インダクタＬ１はチップ上に金属トレースを配置することにより形成される。ステップ１５０４において、（例えば）一対以上の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２が、チップ上に金属トレースを配置することにより形成される。上述のように、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２はマルチループ１次インダクタＬ１に電磁結合されている。また、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２は、直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジを有する、閉じた回路を形成している。ステップ１５０６において、スイッチ１００２がチップ上に形成される。スイッチ１００２を用いて、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の可変トポロジを変更して、マルチループ１次インダクタＬ１の出力であるインダクタンス値を変化させる。
【００３３】
以下は、本発明に付随する他のいくつかの特徴および利点である。
＊ＶＣＯ共振器内で切替え可能な集積インダクタを用いることにより、静電容量スイッチに起因する制限を超えて周波数同調範囲が拡張される。これにより、単一のＶＣＯを用いてマルチバンド無線トランシーバにおいてより多くの帯域をカバーすることが可能になる。また、インダクタ自体に起因して集積ＶＣＯのチップ面積は既に比較的大きいが、ＶＣＯの個数を減らすことはトランシーバ・チップの大幅なコスト削減を意味する。
＊切替え可能な集積インダクタは、巻きの間の結合係数Ｋを変えることにより、インダクタンス値を（ある範囲内で）任意の値に設定できる。値は主にジオメトリ・パラメータにより決まるため、このステップはプロセス変動にほとんど影響されない。
＊２次インダクタは、共振器回路に直流的には接続していない。これにより、寄生効果が最小限に抑えられ、二次巻線に最適な電圧を印加できるため、スイッチ装置の実装がより容易になる。
＊誘導スイッチング技術をより広範なインダクタ・レイアウトに用いることができるため、従来のインダクタが使用するよりも極端に大きいチップ面積を占有しない。
＊誘導スイッチング技術を適用して、オンチップまたはオフチップである他の導体へのインダクタ・レイアウトの電磁結合を減らすことができる。
＊２次インダクタが低インダクタンス状態で並列接続されている場合、更なる損失が生じる恐れがある。その結果、インダクタのＱ係数が低下して、ＶＣＯの位相ノイズ性能が劣化する恐れがある。しかし、これは位相ノイズ要件が厳しいアプリケーションにおいて供給電流を増大させることにより容易に補償可能である。
＊その場合、製造プロセスにおける変化の結果、発振周波数が低すぎるＶＣＯ（可変集積インダクタを含む）が生じるが、インダクタの生成を削減して発振周波数を受容可能な値まで増大させることができる。
【００３４】
本発明のいくつかの実施形態を添付の図面に示すと共に、上の詳細説明に記載してきたが、本発明が開示された実施形態に限定されず、添付の特許請求の範囲により開示および規定された本発明の概念から逸脱することなく、多くの再構成、変更、および代替が可能であることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】（従来技術）従来のマルチバンド無線トランシーバの基本部品を示すブロック図である。
【図２】（従来技術）図１に示すマルチバンド無線トランシーバで使用可能な一種類のＶＣＯを示すブロック図である。
【図３】（従来技術）図１に示すマルチバンド無線トランシーバで使用可能な別の種類のＶＣＯを示すブロック図である。
【図４】（従来技術）図１に示すマルチバンド無線トランシーバで使用可能な更に別の種類のＶＣＯを示すブロック図である。
【図５】（従来技術）図１に示すマルチバンド無線トランシーバで使用可能な更に別の種類のＶＣＯを示すブロック図である。
【図６】本発明による可変集積インダクタおよび可変コンデンサを含むＬＣ共振器回路を有するＶＣＯを示すブロック図である。
【図７】本発明に従い１次インダクタが一対の２次インダクタに電磁結合していて２次インダクタが直列に接続されている、図６に示す可変集積インダクタの模式図である。
【図８】本発明に従い１次インダクタが一対の２次インダクタに電磁結合していて２次インダクタが並列に接続されている、図６に示す可変集積インダクタの模式図である。
【図９】本発明による可変集積インダクタを製造するために、２次インダクタ（図示せず）と共に使用可能なシングルターンの８の字形１次インダクタを示す図である。
【図１０】本発明に従い互いに直列に接続された２個の２次インダクタに電磁気結合されたシングルターンの８の字形１次インダクタを有する例示的な可変集積インダクタのブロック図である。
【図１１】本発明に従い互いに並列に接続された２個の２次インダクタに電磁結合されたシングルターンの８の字形１次インダクタを有する例示的な可変集積インダクタのブロック図である。
【図１２】本発明に従い２個の２次インダクタに電磁結合されたダブルターンの８の字形１次インダクタを有する例示的な可変集積インダクタのブロック図である。
【図１３】本発明に従い４個の２次インダクタに電磁結合されたクローバー葉状の１次インダクタを有する例示的な可変集積インダクタのブロック図である。
【図１４】本発明に従い図６〜１２に示すものと同様の２個の可変集積インダクタを組み込んだマルチバンド無線トランシーバの基本部品を示すブロック図である。
【図１５】本発明による可変集積インダクタの製造方法の基本ステップを示すフロー図である。
【技術分野】
【０００１】
背景
本発明は、２個以上の値の間で切替え可能なインダクタンス値を有する可変集積インダクタに関する。一用途において、可変集積インダクタは、マルチバンドＲＦ無線トランシーバ（例えば、携帯電話、ポケットベル、ラップトップ・コンピュータ、携帯情報端末（ＰＤＡ）等の無線通信装置）で使用可能な種類の電圧制御発振器（ＶＣＯ）で用いられる。他の用途において、可変集積インダクタは、同調増幅器負荷、インピーダンス整合ネットワーク、デジタル制御発振器、または任意の種類の周波数選択ＬＣネットワークで利用できる。
【背景技術】
【０００２】
関連技術の説明
図１（従来技術）を参照するに、従来型の直接変換マルチバンド無線トランシーバ１００（例えば、無線通信装置１００）の基本部品のブロック図を示す。図に示すマルチバンド無線トランシーバ１００は、アンテナ１０２、送信／受信（Ｔ／Ｒ）ユニット１０４、受信経路１０６、送信経路１０８、およびベースバンド信号処理ユニット１１０を含んでいる。受信経路１０６は、アンテナ１０２により受信されたＲＦ周波数信号をベースバンド信号処理ユニット１１０における更なる信号処理に適したより低い周波数に下方変換するために、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１４と共に用いられるミキサー１１２を含んでいる。送信経路１０８は、ベースバンド信号処理ユニット１１０から受信されたベースバンド信号を、アンテナ１０２により送信される前に、より高い周波数に上方変換するために、ＶＣＯ１１８と共に用いられるミキサー１１６を含んでいる。受信信号および送信信号のＲＦ周波数（ｆＲＦ）が極めて広範囲（２倍超）にわたり変動し得るため、マルチバンド・トランシーバ１００は、ＶＣＯ１１４、１１８の両方が広い周波数範囲にわたり同調可能であることを必要とする。
【０００３】
従来、マルチバンド無線トランシーバ１００のこの種のアーキテクチャは良好に機能していた。しかし今日、より多くのマルチバンドおよびマルチスタンダードの無線アーキテクチャに対応するためにより多くの周波数帯をカバーすることができる、一体化された無線トランシーバによる解決策が必要とされている。この拡張された機能性は、図１に示すＶＣＯ１１４、１１８の同調範囲が限られているため、実現するのが困難であった。以下に、ＶＣＯ１１４、１１８の同調範囲が限られている理由を説明する。
【０００４】
ＶＣＯ１１４、１１８は、並列に接続された固定インダクタ１２１および可変コンデンサ１２３を含むＬＣ共振器回路１２０により設定される発振周波数（ｆ０）を有する。発振周波数（ｆ０）は、次式により与えられる。
【数１】
【０００５】
インダクタ１２１の値が固定されているため、これはＬＣ共振器回路１２０の同調範囲が、可変コンデンサ１２３（すなわちバリキャップ１２３および静電容量スイッチ１２３）を調整することにより実現可能な静電容量比率に限られることを意味する。ＬＣネットワーク１２０の同調範囲が限られていることは、マルチバンド無線トランシーバ１００だけの問題ではない。これはまた、例えば同調増幅器負荷やインピーダンス整合ネットワークで使用可能な他の種類の周波数選択ＬＣネットワークにおいても問題である。過去にこの問題に対処するために用いられた多くの解決策を図２〜５に関して以下に記載する。
【０００６】
図２（従来技術）を参照するに、共にマルチプレクサ２０４に接続されている２個のＶＣＯ２０２ａ、２０２ｂを有するデュアルＶＣＯ２００のブロック図を示す。ＶＣＯ２０２ａ、２０２ｂは各々、互いに並列に接続された固定インダクタ２０５および可変コンデンサ２０７を含むＬＣ共振器回路２０６ａ、２０６ｂを有している。この場合、デュアルＶＣＯ２００は、ＶＣＯ２０２ａ、２０２ｂから出力される２個の部分範囲Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２からなる全周波数範囲Ｖｏｕｔを有している。デュアルＶＣＯ２００は、実装が比較的容易であるものの、（例えば）図１に示すＶＣＯ１１４の製造に用いる場合の２倍超のシリコン面積を使用する。これは好ましくない。
【０００７】
図３（従来技術）を参照するに、分割器３０２に接続されたＶＣＯ３００のブロック図を示す。ＶＣＯ３００は、互いに並列に接続された固定インダクタ３０５および可変コンデンサ３０７を含むＬＣ共振器回路３０４を有している。ＶＣＯ３００の出力に分割器３０２を追加して、異なる出力周波数帯に対して分割比率を異なる整数値に設定可能にしたことにより、ＶＣＯ３００に対する同調範囲要件が効果的に緩和される。しかし、分割器３０２を追加したことにより、特に位相ノイズ要件が厳しい場合に電流消費が大幅に増大する。また、分割器３０２の追加によりチップに使用する総面積が増大する。更に、分割器３０２を追加したことにより、２の倍数でない分割器比率に対して矩形出力信号を生成することが困難な場合が多い。これらの特徴はいずれも好ましくない。
【０００８】
図４（従来技術）を参照するに、ＶＣＯ４００の出力信号の分数分割の実行に用いられてきた複雑なフィードバック周波数生成方式のブロック図を示す。本方式において、ＶＣＯ４００は、互いに並列に接続された固定インダクタ４０３および可変コンデンサ４０５含むＬＣ型共振器回路４０２を有している。また、ＶＣＯの出力信号は、ミキサー４０４へ入力され、ミキサー４０４を通過して分割器４０６において整数Ｎで分割された信号と混合される。この方式の短所は、図２〜３に示す従来の解決策のいずれよりも多くの電流を消費し、且つより大きいチップスペースを占有することである。
【０００９】
図５（従来技術）を参照するに、ＶＣＯ５００の出力信号の分数分割の実行に用いられてきた複雑なフィードフォワード周波数生成方式のブロック図を示す。この方式において、ＶＣＯ５００は、互いに並列に接続された固定インダクタ５０３および可変コンデンサ５０５を含むＬＣ共振器回路５０２を有している。また、ＶＣＯの出力信号は、ミキサー５０４および分割器５０６へ入力される。分割器５０６は、出力信号を整数Ｎで分割し、分割された信号をミキサー５０４に入力するように機能する。ミキサー５０４は次いで、元の出力信号と分割された出力信号を混合して、信号Ｖｏｕｔを出力する。この方式には、図２〜３に示す従来の解決策のいずれよりも多くの電流を消費し、且つより大きいチップスペースを占有する点で、図４に示すフィードバック方式と同じ短所がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従って、ＶＣＯの同調範囲を増やすために利用できる新たな解決策が必要であることが分かる。この新たな解決策には、従来の解決策に付随する上述の短所および欠点があってはならない。本発明の可変集積インダクタはそのような解決策である。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
発明の簡単な説明
本発明は、２個以上の値の間で切替え可能なインダクタンス値を有する可変集積インダクタを含んでいる。好適な実施形態において、当該可変集積インダクタは、一対の２次インダクタに電磁結合されたマルチループ１次インダクタを含んでいる。２次インダクタは互いに接続されて閉回路を形成しており、その内部で２次インダクタは、マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジを有している。一応用例において、可変集積インダクタは、マルチバンドＲＦ無線トランシーバ（例えば、無線通信装置）で使用可能な種類である電圧制御発振器（ＶＣＯ）内で用いられる。他の応用例において、可変集積インダクタは、同調増幅器負荷、インピーダンス整合ネットワーク、デジタル制御発振器、または他の任意の種類の周波数選択ＬＣネットワークに利用可能である。
【００１２】
添付の図面をと合わせて、以下の詳細説明を参照することにより、本発明をより完全に理解することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図面の詳細な説明
図６を参照するに、可変集積インダクタ６０４（本発明）および可変コンデンサ６０６を含むＬＣ共振器回路６０２を有するＶＣＯ６００を表わすブロック図を示す。可変集積インダクタ６０４は、後述するように、インダクタンスを２個以上の値の間で切替え可能にする特徴的な誘導スイッチング技術を実装している。その結果、可変集積インダクタ６０４および可変コンデンサ６０６の両方を用いるＶＣＯ６００は、誘導スイッチングおよび静電容量スイッチング（式１参照）の両方を用いることにより拡張可能な同調範囲を有している。従来型（例えば）ＶＣＯ１１４はインダクタ１２１が固定（図１参照）されているために容量スイッチング（可変コンデンサ１２３を介して）を用いることでしか同調範囲を変更できなかったため、従来はこのような拡張同調範囲が不可能であった。
【００１４】
可変集積インダクタ６０４は、１次インダクタ（図１０〜１３参照）と同じチップ面積に多数の２次インダクタを追加することにより、この特徴的な誘導スイッチング技術を実装している。２次インダクタは、１次インダクタとは物理的に接続しておらず、その代わりに１次インダクタと電磁結合している。また、２次インダクタ自体が互いに異なる構成／トポロジで接続できるため、２次インダクタが１次インダクタに与える影響を変化させることができる。特に、２次インダクタの構成／トポロジを切替えて、１次インダクタの出力である総インダクタンスの値を変化させることができる。
【００１５】
２次インダクタ等の新たな部品をインダクタに追加することは、これらの新たな部品がインダクタのＱ係数を低下させる恐れのある新たな寄生要素をもたらすため、簡単な作業ではない。この問題を回避するために、本発明の好適な実施形態は、１次インダクタＬ１と電磁結合されているが物理的には結合されていない２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２を用いる（図７、８参照）。これら２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２は、同一のインダクタンスを有し、且つ１次インダクタＬ１と同一の結合を有していなければならない。また、これら２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２は、逆符号の結合係数ｋを有していなければならない。このように、３個の電磁結合された構造Ｌ１、Ｌ２１、Ｌ２２の結果的に生じる等価なインダクタンスは、２個の２次装置Ｌ２１、Ｌ２２が互いにどのように接続されているかに依存する。
【００１６】
２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２が図７に示すように直列に接続されている場合、結合係数ｋ、−ｋが逆符号であるために、これら２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の影響は互いに相殺される。この場合、２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２がある側では電流は流れず、１次インダクタＬ１のインダクタンスおよびＱ係数は次式で示すように影響を受けないままである。
ＬＴＯＴ＝Ｌ１ 式２
【００１７】
しかし、２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２が図８に示すように並列に接続されている場合、相殺効果は存在しない。１次インダクタＬ１の結果的に生じるインダクタンス値は、次式で示すように、結合係数ｋの大きさに依存する新規の値ＬＴＯＴまで減少する。
ＬＴＯＴ＝Ｌ１・（１−２・ｋ２） 式３
【００１８】
このトポロジにおいて、損失抵抗がインダクタンス値と同じ量だけ減少しないという事実のために、可変集積インダクタ６０４の全体的なＱ係数もまた減少する。図７、８から分かるように、２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２は常時互いに接続して閉回路を形成しており、当該閉回路内でこれらを直列または並列に接続することにより変更可能な唯一のトポロジである。
【００１９】
好適な実施形態において、集積インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２は、半導体基板（チップ）上に金属トレースとして実装される。インダクタンス値、Ｑ係数、および他の金属構造への電磁結合等の主要な性能パラメータの全ては、基板の材料特性と共に、インダクタ・レイアウトの幾何学的特性により定義される。このように、集積インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２の製造に用いる金属トレースのサイズおよびレイアウトを適切に決めることが重要である。以下に、集積インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２の製造に利用可能ないくつかの異なるレイアウトに関して記載する。
【００２０】
図９を参照するに、シングルターンの８の字形１次インダクタＬ１のレイアウトを表わすブロック図を示す。本例では、１次インダクタＬ１は、上部ループ９０２および下部ループ９０４を有するシングルターンの８の字形構造をなしている。８の字形により、上部ループ９０２内の電流は、下部ループ９０４内の電流（例えば、反時計回り、矢印参照）と反対方向（例えば、時計回り、矢印参照）に進む。その結果、８の字形には、２個の内側ループ９０２、９０４から生じる磁場９０６、９０８が反対方向を向くという利点がある。またこれは、１次インダクタＬ１が他の部品に及ぼし得る遠距離場効果を減らすために、１次インダクタＬ１から特定の距離で発散する磁場９０６、９０８が互いに逆向きに作用する傾向があることを意味する（この利点に関する詳細は同時係属中の米国特許出願第１０／９１９，１３０号明細書参照）。１次インダクタＬ１がこのように対称形のレイアウトであるの別の利点として、後述する本発明の誘導スイッチング技術の実装によく適していることが挙げられる。
【００２１】
図１０を参照するに、本発明に従い、シングルターンの８の字形１次インダクタＬ１に電磁結合する２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２を表わす例示的な可変集積インダクタ６０４のブロック図を示す。中央のスイッチ１００２が開いたままである結果、これら２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の閉回路直列接続が得られる。例えば、スイッチ１００２は、ソフトウェアにより制御可能な大型の金属酸化物半導体（ＭＯＳ）トランジスタ１００２であってよい。インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２間のレイアウトが完全に対称であることにより、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の結合係数ｋの大きさが同一であることが保証される。また、１次インダクタＬ１の対称な８の字形状により、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の結合係数ｋが逆符号であることが自動的に保証される。これは、１次インダクタＬ１が逆向きの磁場９０６、９０８を有する２個の内側ループ９０２、９０４を有している事実による。この結果、本構成の可変集積インダクタ６０４は図７に示す回路のように機能し、総インダクタンスＬＴＯＴは１次インダクタＬ１のインダクタンスに等しい。
【００２２】
図１１を参照するに、図１０に示す例示的な可変集積インダクタ６０４のブロック図を、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２が並列に接続されるようにスイッチ１００２が閉じている状態で示す。再び、インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２間のレイアウトが完全に対称であることにより、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の結合係数ｋの大きさが同一であることが保証される。また、インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２のジオメトリが変わっていないため、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２は依然として逆符号の結合係数ｋを有している。この結果、本構成の可変集積インダクタ６０４は図８に示す回路のように機能し、総インダクタンスＬＴＯＴは式３に従い減少する。
【００２３】
図１２を参照するに、本発明の別の実施形態に従い、ダブルターンの８の字形１次インダクタＬ１に電磁気結合された２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２有する例示的な可変集積インダクタ６０４’のブロック図を示す。ダブルターンの８の字形１次インダクタＬ１は、上部ループ９０２および下部ループ９０４を有する点で図１０〜１１に示すシングルターンの８の字形１次インダクタＬ１と極めて類似している。しかし、２回のターンを有するダブルターンの８の字形１次インダクタＬ１はより低いＱ係数を有し、図１０〜１１に示すシングルターンの８の字形１次インダクタＬ１と比較して、同じインダクタンス値にも拘わらずより小さい構造をなしている。スイッチング機構１００２は、図１０〜１１に示すものと同一であってよい。
【００２４】
可変集積インダクタ６０４、６０４’の両方の実施形態において、インダクタＬ１、Ｌ２１、Ｌ２２の実際のレイアウトに応じて、接続された２次インダクタＬ２１、Ｌ２２のインダクタンス値が直列構成と並列構成とで僅かに異なり得る点に留意されたい。しかし、これはインダクタンス値が２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２自体の間で等しい（Ｌ２１＝Ｌ２２）限り、問題ではない。
【００２５】
一対の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２について図７〜１２に関して上述したが、１次インダクタＬ１が２個以上のインダクタンス値を出力可能にするいくつかの対の２次インダクタを実装することも可能である。周波数同調に静電容量スイッチではなく誘導スイッチを用いることで恐らくプロセス・パラメータの差違に対する感度が低いため、複数の対の２次インダクタを用いることが好ましいであろう。これは、より密に制御可能な装置ジオメトリに誘導スイッチが密にリンクされているためである。例えば、１次インダクタＬ１に相対的に２次インダクタのジオメトリ（例えば、大きさ、形状）を変えるためにレーザー切削工具を用いて結合係数ｋの大きさを制御することができる。ＶＣＯ周波数に影響する他の部品におけるプロセス変動を補償するように製造工程の間に可変集積インダクタ６０４の１回限りの同調（トリミング）を実行したい場合、レーザー切削工具を用いて、ＭＯＳスイッチ１００２を代替することができる。
【００２６】
２次インダクタの各種結合係数ｋの逆符号に簡単に対応できる限り、複数対の２次インダクタを実装するスイッチ型可変集積インダクタ６０４の多様なジオメトリを用いることができる。そのような実施形態の一つを図１３に示す。可変集積インダクタ６０４”は、クローバー葉状の１次インダクタＬ１および４個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２、Ｌ２３、Ｌ２４を有している。これら４個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２、Ｌ２３、Ｌ２４は、（例えば）２個の２次インダクタＬ２１、Ｌ２３が正の結合係数ｋを有し、（例えば）他の２個の２次インダクタＬ２２、Ｌ２４が負の結合係数−ｋを有する場合、インダクタンスの切替えに用いることができる。スイッチング機構１００２は、図１０〜１１に示すものと同一であってよい。
【００２７】
上述のように、可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”は多様な装置に実装することができる。例えば、同調増幅器負荷、インピーダンス整合ネットワーク、デジタル制御発振器、または他の種類の周波数選択ＬＣネットワーク等の装置は、可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”の拡張された同調範囲を組み込んで利用することから利点が得られる。また、図１４に示すようなマルチバンド無線トランシーバ１４００は、２個の可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”を用いることにより利点が得られる。
【００２８】
図１４を参照するに、本発明によるマルチバンド無線トランシーバ１４００の基本部品を表わすブロック図を示す。図に示すマルチバンド無線トランシーバ１４００（例えば、無線通信装置１４００）は、アンテナ１４０２、送信／受信（Ｔ／Ｒ）ユニット１４０４、受信経路１４０６、送信経路１４０８、およびベースバンド信号処理装置１４１０を含んでいる。受信経路１４０６は、アンテナ１４０２により受信されたＲＦ周波数信号を、ベースバンド信号処理ユニット１４１０における更なる信号処理に適したより低い周波数に下方変換するためにＶＣＯ１４１４と共に用いられるミキサー１４１２を含んでいる。送信経路１４０８は、ベースバンド信号処理ユニット１４１０から受信されたベースバンド信号を、アンテナ１４０２により送信される前に、より高い周波数に上方変換するためにＶＣＯ１４１８と共に用いられるミキサー１４１６を含んでいる。
【００２９】
マルチバンド無線トランシーバ１４００は、ＶＣＯ１４１４、１４１８の同調範囲が従来型マルチバンド無線トランシーバ１００で用いられるＶＣＯ１１４、１１８の同調範囲より大きい点を除いて、図１に示す従来型マルチバンド無線トランシーバ１００と同一構成をなしている。
【００３０】
再び、ＶＣＯ１４１４、１４１８は、誘導スイッチング（可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４” を介して）および静電容量スイッチング（可変コンデンサ６０６を介して）の両方の組合せを用いることができるため、同調範囲が拡張されている。従来型ＶＣＯ１１４、１１８はインダクタ１２１が固定（図１参照）されているために静電容量スイッチング（可変コンデンサ１２３を介して）を用いることでしか同調範囲を変更できなかったため、このような拡張同調範囲は可能でなかった。分かりやすくするため、マルチバンド無線トランシーバ１４００について本明細書に記載する説明では本発明の理解に必要でない公知の部品に関する特定の詳細事項を省略する。
【００３１】
マルチバンド無線トランシーバ１４００（または任意の装置）において可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”を用いることに伴う別の利点は、ＶＣＯ１４１４と１４１８の間に相互ＥＭ結合がより少ないことである。その理由は、各々の可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”が対称形であるためである。また、各々の可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”は複数の対称形のループからなり、これはそれらが各々自身と逆向きに作用する傾向がある磁場を発することを意味する。その結果、２個の可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”は互いに近接して配置して、集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”の１個において、可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”のうちの他のものから発せられた磁場により誘導された電流が大幅に減少するような方向に向けることができる。この利点および対称形の１次インダクタを用いることによる別の利点に関するより詳細な説明に関して、同時係属中の米国特許出願第１０／９１９，１３０号明細書を参照されたい。
【００３２】
図１５を参照するに、本発明に従い、可変集積インダクタ６０４、６０４’、６０４”を製造する方法１５００の基本ステップを表わすフロー図を示す。ステップ１５０２から始まって、マルチループ１次インダクタＬ１はチップ上に金属トレースを配置することにより形成される。ステップ１５０４において、（例えば）一対以上の２次インダクタＬ２１、Ｌ２２が、チップ上に金属トレースを配置することにより形成される。上述のように、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２はマルチループ１次インダクタＬ１に電磁結合されている。また、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２は、直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジを有する、閉じた回路を形成している。ステップ１５０６において、スイッチ１００２がチップ上に形成される。スイッチ１００２を用いて、２次インダクタＬ２１、Ｌ２２の可変トポロジを変更して、マルチループ１次インダクタＬ１の出力であるインダクタンス値を変化させる。
【００３３】
以下は、本発明に付随する他のいくつかの特徴および利点である。
＊ＶＣＯ共振器内で切替え可能な集積インダクタを用いることにより、静電容量スイッチに起因する制限を超えて周波数同調範囲が拡張される。これにより、単一のＶＣＯを用いてマルチバンド無線トランシーバにおいてより多くの帯域をカバーすることが可能になる。また、インダクタ自体に起因して集積ＶＣＯのチップ面積は既に比較的大きいが、ＶＣＯの個数を減らすことはトランシーバ・チップの大幅なコスト削減を意味する。
＊切替え可能な集積インダクタは、巻きの間の結合係数Ｋを変えることにより、インダクタンス値を（ある範囲内で）任意の値に設定できる。値は主にジオメトリ・パラメータにより決まるため、このステップはプロセス変動にほとんど影響されない。
＊２次インダクタは、共振器回路に直流的には接続していない。これにより、寄生効果が最小限に抑えられ、二次巻線に最適な電圧を印加できるため、スイッチ装置の実装がより容易になる。
＊誘導スイッチング技術をより広範なインダクタ・レイアウトに用いることができるため、従来のインダクタが使用するよりも極端に大きいチップ面積を占有しない。
＊誘導スイッチング技術を適用して、オンチップまたはオフチップである他の導体へのインダクタ・レイアウトの電磁結合を減らすことができる。
＊２次インダクタが低インダクタンス状態で並列接続されている場合、更なる損失が生じる恐れがある。その結果、インダクタのＱ係数が低下して、ＶＣＯの位相ノイズ性能が劣化する恐れがある。しかし、これは位相ノイズ要件が厳しいアプリケーションにおいて供給電流を増大させることにより容易に補償可能である。
＊その場合、製造プロセスにおける変化の結果、発振周波数が低すぎるＶＣＯ（可変集積インダクタを含む）が生じるが、インダクタの生成を削減して発振周波数を受容可能な値まで増大させることができる。
【００３４】
本発明のいくつかの実施形態を添付の図面に示すと共に、上の詳細説明に記載してきたが、本発明が開示された実施形態に限定されず、添付の特許請求の範囲により開示および規定された本発明の概念から逸脱することなく、多くの再構成、変更、および代替が可能であることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】（従来技術）従来のマルチバンド無線トランシーバの基本部品を示すブロック図である。
【図２】（従来技術）図１に示すマルチバンド無線トランシーバで使用可能な一種類のＶＣＯを示すブロック図である。
【図３】（従来技術）図１に示すマルチバンド無線トランシーバで使用可能な別の種類のＶＣＯを示すブロック図である。
【図４】（従来技術）図１に示すマルチバンド無線トランシーバで使用可能な更に別の種類のＶＣＯを示すブロック図である。
【図５】（従来技術）図１に示すマルチバンド無線トランシーバで使用可能な更に別の種類のＶＣＯを示すブロック図である。
【図６】本発明による可変集積インダクタおよび可変コンデンサを含むＬＣ共振器回路を有するＶＣＯを示すブロック図である。
【図７】本発明に従い１次インダクタが一対の２次インダクタに電磁結合していて２次インダクタが直列に接続されている、図６に示す可変集積インダクタの模式図である。
【図８】本発明に従い１次インダクタが一対の２次インダクタに電磁結合していて２次インダクタが並列に接続されている、図６に示す可変集積インダクタの模式図である。
【図９】本発明による可変集積インダクタを製造するために、２次インダクタ（図示せず）と共に使用可能なシングルターンの８の字形１次インダクタを示す図である。
【図１０】本発明に従い互いに直列に接続された２個の２次インダクタに電磁気結合されたシングルターンの８の字形１次インダクタを有する例示的な可変集積インダクタのブロック図である。
【図１１】本発明に従い互いに並列に接続された２個の２次インダクタに電磁結合されたシングルターンの８の字形１次インダクタを有する例示的な可変集積インダクタのブロック図である。
【図１２】本発明に従い２個の２次インダクタに電磁結合されたダブルターンの８の字形１次インダクタを有する例示的な可変集積インダクタのブロック図である。
【図１３】本発明に従い４個の２次インダクタに電磁結合されたクローバー葉状の１次インダクタを有する例示的な可変集積インダクタのブロック図である。
【図１４】本発明に従い図６〜１２に示すものと同様の２個の可変集積インダクタを組み込んだマルチバンド無線トランシーバの基本部品を示すブロック図である。
【図１５】本発明による可変集積インダクタの製造方法の基本ステップを示すフロー図である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチループ１次インダクタと、
前記マルチループ１次インダクタに電磁結合された一対の２次インダクタとを含む可変集積インダクタであって、
前記２次インダクタが互いに接続されて閉回路を形成しており、その内部で前記２次インダクタが、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続の間で切替え可能な可変トポロジを有している、可変集積インダクタ。
【請求項２】
前記一対の２次インダクタが直列接続されている場合、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値が変化しない、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項３】
前記一対の２次インダクタが並列接続されている場合、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値が減少する、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項４】
前記一対の２次インダクタは、所定のインダクタンスおよび正の結合係数ｋを有する１個の２次インダクタと、所定のインダクタンスおよび負の結合係数−ｋを有する別の２次インダクタとを含む、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項５】
前記マルチループ１次インダクタは、対称形のマルチループ１次インダクタである、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項６】
前記マルチループ１次インダクタは、２個の内側ループを有するシングルターンの８の字形インダクタであり、第１の内側ループは一方向への磁場を有し、第２の内側ループは反対方向への磁場を有する、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項７】
前記マルチループ１次インダクタは、クローバー葉状のインダクタである、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項８】
前記マルチループ１次インダクタは、ダブルターンの８の字形インダクタである、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項９】
前記マルチループ１次インダクタにより出力可能な多数のインダクタンス値を増大させるために用いられる複数の対の２次インダクタを更に含む、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項１０】
前記マルチループ１次インダクタおよび前記一対の２次インダクタが以下の装置、すなわち
電圧制御発振器、
同調増幅器負荷、
デジタル制御発振器、
インピーダンス整合ネットワーク、および
周波数選択ＬＣネットワーク
のうち、いずれか一つ選択されたものに使用される、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項１１】
スイッチ型集積インダクタを製造する方法であって、
チップ上にマルチループ１次インダクタを形成するステップと、
一対の２次インダクタが前記マルチループ１次インダクタと電磁結合されて、前記一対の２次インダクタが切替え可能なトポロジを有する閉回路を形成するように、前記チップ上に一対の２次インダクタを形成するステップと、
前記チップ上にスイッチを形成し、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように、前記スイッチを用いて前記一対の２次インダクタの切替え可能なトポロジを直列接続または並列接続に変えるステップとを含む方法。
【請求項１２】
前記スイッチが開位置にある場合、前記一対の２次インダクタは、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させない直列接続をなしている、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記スイッチが閉位置にある場合、前記一対の２次インダクタは、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を減少させる並列接続をなしている、請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
前記一対の２次インダクタは、所定のインダクタンスおよび正の結合係数ｋを有する１個の２次インダクタと、所定のインダクタンスおよび負の結合係数−ｋを有する別の２次インダクタとを含む、請求項１１に記載の方法。
【請求項１５】
前記マルチループ１次インダクタは、対称形のマルチループ１次インダクタである、請求項１１に記載の方法。
【請求項１６】
前記マルチループ１次インダクタは、２個の内側ループを有するシングルターンの８の字形インダクタであり、第１の内側ループは一方向への磁場を有し、第２の内側ループは反対方向への磁場を有する、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
第１の可変コンデンサと、第１の可変集積インダクタとを含む第１の電圧制御発振器が組み込まれた受信経路と、
第２の可変コンデンサと、第２の可変集積インダクタとを含む第２の電圧制御発振器が組み込まれた送信経路とを含む、マルチバンド無線トランシーバであって、
前記第１の可変集積インダクタは、
第１のマルチループ１次インダクタと、
前記第１のマルチループ１次インダクタと電磁結合された第１の対の２次インダクタとを含み、前記第１の対の２次インダクタが互いに接続して閉回路を形成しており、その内部で前記第１の対の２次インダクタが、前記第１のマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジとを有し、
前記第２の可変集積インダクタは、
第２のマルチループ１次インダクタと、
前記第２のマルチループ１次インダクタと電磁結合された第２の対の２次インダクタとを含み、前記第２の対の２次インダクタが互いに接続して閉回路を形成しており、その内部で前記第２の対の２次インダクタが、前記第２のマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジとを有する、マルチバンド無線トランシーバ。
【請求項１８】
前記第１の可変集積インダクタは、前記第２の可変集積インダクタへの電磁気的結合およびその逆も減少させる対称形のマルチループ・レイアウトを有する、請求項１７に記載のマルチバンド無線トランシーバ。
【請求項１９】
前記２次インダクタの対のうち一つが直列接続されている場合、対応するマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値が変化しない、請求項１７に記載のマルチバンド無線トランシーバ。
【請求項２０】
前記２次インダクタの対のうち一つが並列接続されている場合、対応するマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値が減少する、請求項１７に記載のマルチバンド無線トランシーバ。
【請求項２１】
第１の可変コンデンサと、第１の対称形の可変集積インダクタとを含む第１の電圧制御発振器が組み込まれた受信経路と、
第２の可変コンデンサと、第２の対称形の可変集積インダクタとを含む第２の電圧制御発振器が組み込まれた送信経路とを含む、無線通信装置であって、
前記第１の対称形の可変集積インダクタは、
第１のマルチループ１次インダクタと、
前記第１のマルチループ１次インダクタと電磁結合された第１の対の２次インダクタとを含み、前記第１の対の２次インダクタが互いに接続して閉回路を形成しており、その内部で前記第１の対の２次インダクタが、前記第１のマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジとを有し、
前記第２の対称形の可変集積インダクタは、
第２のマルチループ１次インダクタと、
前記第２のマルチループ１次インダクタと電磁結合された第２の対の２次インダクタとを含み、前記第２の対の２次インダクタが互いに接続して閉回路を形成しており、その内部で前記第２の対の２次インダクタが、前記第２のマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジとを有する、無線通信装置。
【請求項１】
マルチループ１次インダクタと、
前記マルチループ１次インダクタに電磁結合された一対の２次インダクタとを含む可変集積インダクタであって、
前記２次インダクタが互いに接続されて閉回路を形成しており、その内部で前記２次インダクタが、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続の間で切替え可能な可変トポロジを有している、可変集積インダクタ。
【請求項２】
前記一対の２次インダクタが直列接続されている場合、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値が変化しない、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項３】
前記一対の２次インダクタが並列接続されている場合、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値が減少する、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項４】
前記一対の２次インダクタは、所定のインダクタンスおよび正の結合係数ｋを有する１個の２次インダクタと、所定のインダクタンスおよび負の結合係数−ｋを有する別の２次インダクタとを含む、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項５】
前記マルチループ１次インダクタは、対称形のマルチループ１次インダクタである、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項６】
前記マルチループ１次インダクタは、２個の内側ループを有するシングルターンの８の字形インダクタであり、第１の内側ループは一方向への磁場を有し、第２の内側ループは反対方向への磁場を有する、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項７】
前記マルチループ１次インダクタは、クローバー葉状のインダクタである、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項８】
前記マルチループ１次インダクタは、ダブルターンの８の字形インダクタである、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項９】
前記マルチループ１次インダクタにより出力可能な多数のインダクタンス値を増大させるために用いられる複数の対の２次インダクタを更に含む、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項１０】
前記マルチループ１次インダクタおよび前記一対の２次インダクタが以下の装置、すなわち
電圧制御発振器、
同調増幅器負荷、
デジタル制御発振器、
インピーダンス整合ネットワーク、および
周波数選択ＬＣネットワーク
のうち、いずれか一つ選択されたものに使用される、請求項１に記載の可変集積インダクタ。
【請求項１１】
スイッチ型集積インダクタを製造する方法であって、
チップ上にマルチループ１次インダクタを形成するステップと、
一対の２次インダクタが前記マルチループ１次インダクタと電磁結合されて、前記一対の２次インダクタが切替え可能なトポロジを有する閉回路を形成するように、前記チップ上に一対の２次インダクタを形成するステップと、
前記チップ上にスイッチを形成し、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように、前記スイッチを用いて前記一対の２次インダクタの切替え可能なトポロジを直列接続または並列接続に変えるステップとを含む方法。
【請求項１２】
前記スイッチが開位置にある場合、前記一対の２次インダクタは、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させない直列接続をなしている、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記スイッチが閉位置にある場合、前記一対の２次インダクタは、前記マルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を減少させる並列接続をなしている、請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
前記一対の２次インダクタは、所定のインダクタンスおよび正の結合係数ｋを有する１個の２次インダクタと、所定のインダクタンスおよび負の結合係数−ｋを有する別の２次インダクタとを含む、請求項１１に記載の方法。
【請求項１５】
前記マルチループ１次インダクタは、対称形のマルチループ１次インダクタである、請求項１１に記載の方法。
【請求項１６】
前記マルチループ１次インダクタは、２個の内側ループを有するシングルターンの８の字形インダクタであり、第１の内側ループは一方向への磁場を有し、第２の内側ループは反対方向への磁場を有する、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
第１の可変コンデンサと、第１の可変集積インダクタとを含む第１の電圧制御発振器が組み込まれた受信経路と、
第２の可変コンデンサと、第２の可変集積インダクタとを含む第２の電圧制御発振器が組み込まれた送信経路とを含む、マルチバンド無線トランシーバであって、
前記第１の可変集積インダクタは、
第１のマルチループ１次インダクタと、
前記第１のマルチループ１次インダクタと電磁結合された第１の対の２次インダクタとを含み、前記第１の対の２次インダクタが互いに接続して閉回路を形成しており、その内部で前記第１の対の２次インダクタが、前記第１のマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジとを有し、
前記第２の可変集積インダクタは、
第２のマルチループ１次インダクタと、
前記第２のマルチループ１次インダクタと電磁結合された第２の対の２次インダクタとを含み、前記第２の対の２次インダクタが互いに接続して閉回路を形成しており、その内部で前記第２の対の２次インダクタが、前記第２のマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジとを有する、マルチバンド無線トランシーバ。
【請求項１８】
前記第１の可変集積インダクタは、前記第２の可変集積インダクタへの電磁気的結合およびその逆も減少させる対称形のマルチループ・レイアウトを有する、請求項１７に記載のマルチバンド無線トランシーバ。
【請求項１９】
前記２次インダクタの対のうち一つが直列接続されている場合、対応するマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値が変化しない、請求項１７に記載のマルチバンド無線トランシーバ。
【請求項２０】
前記２次インダクタの対のうち一つが並列接続されている場合、対応するマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値が減少する、請求項１７に記載のマルチバンド無線トランシーバ。
【請求項２１】
第１の可変コンデンサと、第１の対称形の可変集積インダクタとを含む第１の電圧制御発振器が組み込まれた受信経路と、
第２の可変コンデンサと、第２の対称形の可変集積インダクタとを含む第２の電圧制御発振器が組み込まれた送信経路とを含む、無線通信装置であって、
前記第１の対称形の可変集積インダクタは、
第１のマルチループ１次インダクタと、
前記第１のマルチループ１次インダクタと電磁結合された第１の対の２次インダクタとを含み、前記第１の対の２次インダクタが互いに接続して閉回路を形成しており、その内部で前記第１の対の２次インダクタが、前記第１のマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジとを有し、
前記第２の対称形の可変集積インダクタは、
第２のマルチループ１次インダクタと、
前記第２のマルチループ１次インダクタと電磁結合された第２の対の２次インダクタとを含み、前記第２の対の２次インダクタが互いに接続して閉回路を形成しており、その内部で前記第２の対の２次インダクタが、前記第２のマルチループ１次インダクタにより出力されるインダクタンス値を変化させるように直列接続と並列接続との間で切替え可能な可変トポロジとを有する、無線通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公表番号】特表２００９−５０６５６２（Ｐ２００９−５０６５６２Ａ）
【公表日】平成２１年２月１２日（２００９．２．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−５２８４６０（Ｐ２００８−５２８４６０）
【出願日】平成１８年８月１８日（２００６．８．１８）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＥＰ２００６／０６５４３７
【国際公開番号】ＷＯ２００７／０２５８７５
【国際公開日】平成１９年３月８日（２００７．３．８）
【出願人】（５９８０３６３００）テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） (2,266)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２１年２月１２日（２００９．２．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年８月１８日（２００６．８．１８）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＥＰ２００６／０６５４３７
【国際公開番号】ＷＯ２００７／０２５８７５
【国際公開日】平成１９年３月８日（２００７．３．８）
【出願人】（５９８０３６３００）テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） (2,266)
【Ｆターム（参考）】
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