電源回路およびその制御回路
【課題】昇圧チョッパ回路を用いた力率改善もしくは高調波抑制回路において、部分スイッチング動作によるスイッチング損失の低減と直流電圧の安定制御化（適用システムの安定制御化）の両立である。
【解決手段】平滑回路に接続された負荷の状態を示す負荷状態情報を生成する負荷状態生成手段と、負荷状態情報を用いて第１の係数を補正する係数補正手段とを備えた昇圧比一定制御方式を用いた電源回路において、電源電圧や負荷の変化に応じて、昇圧比を補正もしくは変更することを特徴とする。
【解決手段】平滑回路に接続された負荷の状態を示す負荷状態情報を生成する負荷状態生成手段と、負荷状態情報を用いて第１の係数を補正する係数補正手段とを備えた昇圧比一定制御方式を用いた電源回路において、電源電圧や負荷の変化に応じて、昇圧比を補正もしくは変更することを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相交流電源の力率改善回路もしくは高調波電流抑制回路の制御方法及び、それを用いたモータ駆動装置，空調機に関する。
【背景技術】
【０００２】
単相交流電源の力率改善もしくは高調波電流抑制を行う電源回路は広く使用されている。中でも、リアクトルとスイッチング素子とダイオードから構成される昇圧チョッパ回路を用いた電源回路は、回路構成及び制御構成が簡単であるため、電源への回生が必要でないインバータ制御装置など（インバータエアコンなど）の電源回路として使用されている。
【０００３】
昇圧チョッパ回路を用いた力率改善方法もしくは高調波電流抑制方法は多数報告されている。中でも、特許文献１は、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出することなく、電源電流瞬時値と比例ゲインのみを用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御する方式（これを基本方式と呼ぶ）が記載されている。また、特許文献２には、上記技術を応用した内容が記載されている。
【０００４】
特許文献２は、昇圧チョッパ回路の高効率化を目的に、入力電流のピーク付近のスイッチング動作を停止させる昇圧比一定制御方式（部分スイッチング方式）が提案されている。
【０００５】
前記特許文献１は、電源周期の全域でスイッチング動作（全域スイッチング方式）を行うことが前提に記載されているが、この全域スイッチング方式では、スイッチング損失が増加して回路効率が低下してしまう。そこで、特許文献２記載の昇圧比一定制御方式は上記基本方式の考え方（基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出しない）を踏襲しながら、電源電流のピーク付近のスイッチング動作を停止する部分スイッチング方式とし、スイッチング損失の低減を図っている。
【０００６】
また、特許文献２で開示された発明は、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出しないで、部分スイッチングする方式であり、優れた制御方法であるが、昇圧比を一定に設定しているため、電源回路に接続された電源電圧や負荷に応じて直流電圧が変化してしまう。
【０００７】
ここで、昇圧チョッパ回路を用いた電源回路において直流電圧を制御する例として、特許文献３〜７等で提案されているが、これらは、全域スイッチング方式を用いた方式であり、スイッチング損失の低減と直流電圧の安定制御の両立は考慮されていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１−１１４３７２号公報
【特許文献２】特許第２７９６３４０号公報
【特許文献３】特開２００３−２８９６９６号公報
【特許文献４】特開２０００−３５０４４２号公報
【特許文献５】特開平０９−１４９６９０号公報
【特許文献６】特開２００３−１８９６８９号公報
【特許文献７】特開２００１−２３１２６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
前述した直流電圧の変化は、部分スイッチングさせるためには必要不可欠な現象であり、本方式の特徴（長所）でもあるが、電源電圧や負荷が大きく変化した場合、直流電圧も大きく変化して、本方式（電源回路）を適用しているシステムの動作維持ができなくなる可能性がある。例えばインバータエアコンの圧縮機駆動用モータの駆動装置に適用した場合、モータ駆動が一旦停止すると、圧縮機の負荷をバランスさせるために一定時間システムが停止してしまい、エアコンとしての能力を低下させてしまう恐れがある。
【００１０】
以上の通り、本発明が解決しようとする課題は、部分スイッチング動作によるスイッチング損失の低減（高効率化）と直流電圧の安定制御化（適用システムの安定制御化）の両立である。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、上記課題を解決するために、昇圧比一定制御方式を用いた電源回路において、電源電圧や負荷が大きく変化した場合に昇圧比を補正もしくは変更することを特徴とする。
【００１２】
具体的には、昇圧比一定制御方式を用いた電源回路において、電源回路の直流電圧を検出し、検出した直流電圧値が予め設定した設定値を超えた場合に、その偏差を用いて、昇圧比を補正する構成とすることを特徴とする。
【００１３】
さらに、電源回路の負荷状態に応じて、設定する昇圧比自体を変更する構成とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明により、電源電圧や負荷状態が変動しても直流電圧の変動を抑制（過電圧，電圧低下）でき、適用システムの高効率化と安定制御化の両立が図れる。
【００１５】
また、本発明を用いた制御基板（ハイブリッドＩＣやモジュール）を制作することにより電源回路の制御が簡単になり高力率もしくは高調波電流抑制が可能な電源回路の製品適用が増進される。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】電源回路の実施方法を示した全体構成図である。（実施例１）
【図２】電源回路の実施方法を示した制御ブロック図である。（実施例１）
【図３】電源回路の実施方法の動作説明図である。（実施例１）
【図４】電源回路の実施方法の動作説明図である。（実施例１）
【図５】電源回路の制御回路の利用形態の一例を示す説明図である。（実施例１）
【図６】電源回路の実施方法を示した制御ブロック図である。（実施例２）
【図７】電源回路の実施方法の動作説明図である。（実施例２）
【図８】電源回路の実施方法の動作説明図である。（実施例２）
【図９】モータ駆動装置の実施方法を示した全体構成図である。（実施例３）
【図１０】モータ駆動装置の実施方法を示した制御ブロック図である。（実施例３）
【図１１】モータ駆動装置の実施方法を示した動作説明図である。（実施例３）
【図１２】モータ駆動装置の実施方法を示した動作説明図である。（実施例３）
【図１３】モータ駆動装置の実施方法を示した動作波形図である。（実施例３）
【図１４】モータ駆動装置の実施方法を示した動作波形図である。（実施例３）
【図１５】モータ駆動装置の制御回路の利用形態の一例を示す説明図である。（実施例３）
【図１６】インバータエアコンの実施方法を示した外観図である。（実施例４）
【図１７】インバータエアコンの実施方法の動作説明図である。（実施例４）
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本発明は、交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路と、交流電源から流入する入力電流情報を生成する入力電流情報生成手段と、入力電流情報と設定された第１の係数より第２の係数を生成し、第２の係数と前記入力電流情報との積を求め、少なくとも、この積に基づいてスイッチング素子の動作を規定する通流率信号を作成する制御手段を備えた電源回路において、平滑回路に接続された負荷の状態を示す負荷状態情報を生成する負荷状態生成手段と、負荷状態情報を用いて前記第１の係数を補正する係数補正手段を備えることを特徴とする。
【００１８】
また、負荷状態生成手段は前記平滑回路の直流電圧情報を負荷状態情報として用いることを特徴とし、電源電圧状態生成手段は前記平滑回路の直流電圧情報を電源電圧状態情報として用いることを特徴とする。
【００１９】
さらに、電源回路の負荷としてモータを駆動するインバータ回路と、電源回路とインバータ回路を制御する制御回路を同一基板上に備えるモジュールであって、第１の係数を前記モータの回転数、負荷状態もしくは外部信号の少なくとも一つの情報に応じて変更することを特徴とする。
【００２０】
次に、交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路と、交流電源から流入する入力電流情報を生成する入力電流情報生成手段と、入力電流情報と設定された第１の係数より第２係数を生成し、第２の係数と前記入力電流情報との積を求め、少なくとも、この積に基づいてスイッチング素子の動作を規定する通流率信号を作成する制御手段を備えた電源回路において、整流回路に接続された電源の状態を示す電源電圧状態情報を生成する電源電圧状態生成手段と、電源電圧状態情報を用いて第１の係数を補正する係数補正手段を備えることを特徴とする。
【００２１】
また、交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路と、交流電源から流入する入力電流情報を生成する入力電流情報生成手段と、入力電流情報と設定された第１の係数より第２係数を生成し、第２の係数と入力電流情報との積を求め、少なくとも、この積に基づいて前記スイッチング素子の動作を規定する通流率信号を作成する制御手段を備えた電源回路において、平滑回路の直流電圧の状態を示す直流電圧情報を生成する直流電圧生成手段と、直流電圧情報を用いて第１の係数を補正する係数補正手段を備えたことを特徴とする。
【００２２】
また、直流電圧情報と設定された基準値との偏差に基づいて前記第１の係数を補正する係数補正手段を備え、その補正を比例・積分補償器を用いて行うことを特徴とする。
【００２３】
さらに、直流電圧情報と設定された第１の基準値との偏差から比例・積分補償器を用いて第１の係数を補正する第１の補正値を算出し、直流電圧情報と設定された第２の基準値との偏差から比例・積分補償器を用いて第１の係数を補正する第２の補正値を算出し、第１の補正値と第２の補正値を用いて第１の係数を補正する係数補正手段を備えたことを特徴とする。
【００２４】
また、上記電源回路において、第１の係数を補正する補正値にリミッタを設けることを特徴とする。
【００２５】
さらに、直流電圧情報と設定された第１の基準値との偏差から比例・積分補償器を用いて第１の係数を補正する第１の補正値を算出し、直流電圧情報と設定された第２の基準値との偏差から比例・積分補償器を用いて第１の係数を補正する第２の補正値を算出し、第１の補正値と前記第２の補正値を用いて第１の係数を補正する係数補正手段を備えたことを特徴とする。
【００２６】
第１の基準値を電源回路もしくはモータ駆動装置のシステムとしての過電圧値以下に設定し、第２の基準値を前記電源回路もしくはモータ駆動装置のシステムの最低電圧値以上に設定することを特徴とする。
【００２７】
モータ駆動装置を空調機の圧縮機駆動用モータの駆動に適用し、モータの回転数もしくは負荷状態に応じて、第１の係数を変更するとともに、第１の係数を前記直流電圧と基準値を用いて補正することを特徴とする。
【００２８】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、交流電源から流入する入力電流情報と、平滑回路の直流電圧情報を入力として通流率信号を出力し、入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、通流率信号は、電源電圧の半周期の中心付近でスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅の信号となり、その期間が電源電圧の大きさ、もしくは、負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化し、又はその変化と同時に直流電圧がある値以上、もしくは、別のある値以下にならないことを特徴とする。
【００２９】
また、入力電流波形は、電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない波形となり、そのスイッチング動作が入らない期間が電源電圧の大きさ、もしくは、負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化し、又はその変化と同時に、直流電圧がある値以上、もしくは、別のある値以下にならないことを特徴とする。
【００３０】
さらに、電源電圧の大きさ、もしくは、負荷の大きさの少なくとも一方が変化すると、直流電圧が変化する領域と、直流電圧が所定値に制御される領域が存在し、通流率信号は、電源電圧の半周期の中心付近でスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅となる信号であり、直流電圧が所定値に制御されている時に、通流率信号のスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅となる期間が変化することを特徴とする。
【００３１】
また、電源電圧の大きさ、もしくは、負荷の大きさの少なくとも一方が変化すると、直流電圧が変化する領域と、直流電圧が所定値に制御される領域が存在し、電流波形は電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない波形となり、直流電圧が所定値に制御されている時に、電流波形は電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない期間が変化することを特徴とする。
【００３２】
さらに、電源装置もしくはその制御回路において、入力電流が１６Ａ時の通流率信号のスイッチング動作停止、もしくは、最少パルス幅となる期間は、入力電流が２Ａ時の９０％以下になることを特徴とする。
【００３３】
また、電源装置もしくはその制御回路において、入力電流が１６Ａ時の電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らなくなる期間は、入力電流が２Ａ時の９０％以下になることを特徴とする。
【実施例１】
【００３４】
図１から図５を用いて本発明の第１の実施例を説明する。図１は本実施例の電源回路の全体構成図、図２は制御内容を示す制御ブロック図、図３，図４は本実施例の動作説明図、図５は図１に示す電源回路を動作させる制御回路の利用形態の一例を示す概観図である。
【００３５】
図１を用いて電源回路の構成と動作について説明する。本電源回路は、交流電源１に接続された整流回路２，昇圧チョッパ回路３，平滑コンデンサ４及び、制御回路５を備え、前記平滑コンデンサ４の出力端子に接続された負荷６に直流電力を供給する。
【００３６】
前記昇圧チョッパ回路３は、リアクトル３２と、前記交流電源１を前記リアクトル３２を介して短絡するスイッチング素子３１及び、前記スイッチング素子３１の端子電圧を前記平滑コンデンサ４に供給するダイオード３３から構成され、前記スイッチング素子３１のスイッチング動作と前記リアクトル３２によるエネルギー蓄積効果を利用して直流電圧を昇圧する回路である。ここで、前記スイッチング素子３１はＩＧＢＴやトランジスタなどの自己消己形素子を使用し、前記制御回路５からのドライブ信号５１ａに従って駆動される。
【００３７】
前記制御回路５は、シャント抵抗５３と増幅回路５２を用いて前記交流電源１から流入する入力電流を検出し入力電流値５ｂを出力する電源電流検出回路と、前記平滑コンデンサ４の端子電圧である直流電圧を検出し直流電圧値５ｃを出力する直流電圧検出回路と、前記入力電流値５ｂと前記直流電圧値５ｃに従って前記スイッチング素子３１を制御する通流率信号５ａを演算する演算手段５０及び、前記通流率信号５ａを増幅して前記スイッチング素子３１を駆動するドライブ信号５１ａを出力するドライブ回路５１から構成されている。ここで、直流電圧検出回路の詳細は図示していないが、抵抗を用いた分圧回路を用いれば簡単な回路構成で実現できる。
【００３８】
演算手段５０は、シングルチップマイクロコンピュータに代表される半導体演算素子（以後マイコンと称す）を用いており、前記入力電流値５ｂと前記直流電圧値５ｃはマイコン内蔵のＡ／Ｄ変換器を用いてデジタル値に変換して演算を行っている。前記通流率信号５ａはマイコン内蔵のＰＷＭタイマを用いてＰＷＭパルス信号の形で出力している。
【００３９】
ここで、本実施例ではマイコンを用いたデジタル演算で説明するが、トランジスタやオペアンプやコンパレータなどのアナログ演算回路等を利用した演算手段を用いても同様の効果が得られる。
【００４０】
次に前記演算手段５０内で行われる演算の内容に関して図２を用いて説明する。本説明では、前記入力電流値５ｂと前記直流電圧値５ｃを用いて前記通流率信号５ａを算出する部分について述べる。算出した通流率信号５ａからＰＷＭタイマを用いてＰＷＭパルス信号を作成する部分はマイコンの機能であるため省略する。
【００４１】
図２の制御ブロック図は、従来技術である昇圧比一定制御部５０Ａと本発明である昇圧比補正部５０Ｂから構成されている。
【００４２】
昇圧比一定制御部５０Ａは、基準となる正弦波電流指令や電源位相を検出することなく入力電流瞬時値（絶対値）｜ｉｓ｜と比例ゲインＫｐの積を用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御する基本方式と、スイッチング損失低減のため入力電流のピーク付近のスイッチング動作を停止させる昇圧比一定制御方式から構成されている。
【００４３】
ここで、基本方式と昇圧比一定制御方式について簡単に説明する。
【００４４】
図１に示す昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３１の通流率信号（オン時間の比率）ｄを式（１）の通り与えると、入力電流ｉｓは式（２）の通りとなる。（導出の詳細は省略）式（２）からわかる通り、電源電圧波形などの基準波形が無くても入力電流ｉｓは電源電圧Ｖｓに同期した正弦波になる。これが、基本方式の原理である。
【００４５】
【数１】
ここで、１：１００％通流率，Ｋｐ：電流制御ゲイン，ｉｓ：入力電流（瞬時値）
【００４６】
【数２】
ここで、Ｖｓ：電源電圧実効値，Ｅｄ：直流電圧，ω：電気角周波数
【００４７】
基本方式では、上記比例ゲインＫｐを直流電圧偏差より決定することにより、直流電圧Ｅｄの制御が可能である。
【００４８】
ここで、式（２）を変形すると
【００４９】
【数３】
となり、式（３）は、瞬時の昇圧比を示している。
【００５０】
ここで、実効値ベースで昇圧比ａを考えると
【００５１】
【数４】
ここで、Ｉｓ：入力電流（実効値）
となり、Ｋｐ・Ｉｓを一定に制御すれば、直流電圧Ｅｄは電源電圧Ｖｓのａ倍に制御できる。
【００５２】
以上の方法に基づき、通流率信号ｄを次式により与えれば
【００５３】
【数５】
【００５４】
通流率信号ｄは、入力電流｜ｉｓ｜がａ・Ｉｓを超えると０％となり、スイッチング動作が停止する。これにより、入力電流は電源電圧のピーク付近（入力電流がａ・Ｉｓを超える領域）でチョッパが入らない波形となり、スイッチング損失の低減が図れる。これが昇圧比一定制御の原理である。
【００５５】
上記の通り制御することにより、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出することなく、入力電流瞬時値と比例ゲインのみを用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御でき、入力電流のピーク値付近のスイッチング動作を停止（部分スイッチング動作）することが可能である。
【００５６】
上記式をブロック図にすると図２の５０Ａの通りとなる。ここで、入力電流実効値Ｉｓは前記入力電流値５ｂをフィルタ手段５００を用いて算出しているが平均値や実効値を算出し、その値で制御しても良い。また、昇圧比ａは予め設定された値を使用している。
【００５７】
また、本ブロック図では通流率信号ｄの演算において、式（１）及び式（５）の通り、最大通流率である１（１００％）から入力電流瞬時値（絶対値）｜ｉｓ｜と比例ゲインＫｐの積を差し引いて算出しているが、実際のＰＷＭタイマ設定では、入力電流瞬時値（絶対値）｜ｉｓ｜と比例ゲインＫｐの積の値をオフ時間の比率と考えて設定すれば最大通流率である１から差し引く必要はない。
【００５８】
昇圧比補正部５０Ｂは、予め設定してある制限値ＥｄLim1と検出した前記直流電圧値５ｃとの偏差から比例・積分補償器５０１を用いて昇圧比ａの補正値を演算し昇圧比ａの補正を行う構成となっている。
【００５９】
ここで、本実施例は、電源電圧や負荷の変動により直流電圧が過電圧保護値を超えて動作が停止することを防止することを目的としているので、制限値ＥｄLim1は電源回路の過電圧保護値より低い値に設定してある。また、昇圧比ａの補正動作は直流電圧値が制限値ＥｄLim1を超えた時のみ動作するように、リミッタ５０３が設定されている（昇圧比を下げる方向にのみ動作する）。
【００６０】
以上のように、本実施例は従来技術の前記昇圧比一定制御部５０Ａと本発明の昇圧比補正部５０Ｂを組み合わせることにより実現している。
【００６１】
図３，図４の動作説明図を用いて本実施例の動作及び効果について述べる。なお、本明細書では説明および図の簡単化のため、各値の変化は理想的な応答で示している。実際には制御遅れ等の影響があり、本図のような特性とはならない。また、その特性は、比例・積分補償器の制御ゲインの設定により異なる。
【００６２】
図３は、横軸に時間、縦軸に昇圧比ａ、直流電圧Ｅｄ及び、電源電圧Ｖｓを取り、時間ｔ１及びｔ２で電源電圧Ｖｓが大きく変動した場合の動作を示した図である。
【００６３】
ここで、昇圧比ａと直流電圧Ｅｄは、従来技術（昇圧比一定制御部５０Ａのみ）の場合（点線で表示）と本発明（実線で表示）での動作を合わせて示している。
【００６４】
ｔ１で、電源電圧Ｖｓが急上昇すると、従来技術では昇圧比ａが固定のため直流電圧Ｅｄは、過電圧設定値ＥｄMAXを超えてしまい、過電圧保護が働き、スイッチング動作を停止する（直流電圧は急低下する）。
【００６５】
これに対して、本発明では、直流電圧が制限値ＥｄLim1を超えると昇圧比ａの補正が行われ、直流電圧を制限値ＥｄLim1に維持する。これにより、過電圧保護が動作するのを防止でき、システムの動作維持が可能となる。また、ｔ２で、電源電圧Ｖｓが正常値に戻れば、昇圧比ａの補正も通常値（設定値）に戻り、通常の直流電圧を維持する。
【００６６】
図４は、横軸に時間、縦軸に昇圧比ａ、直流電圧Ｅｄ及び、負荷Ｌを取り、時間ｔ１及びｔ２で負荷Ｌが大きく変化した場合の動作を示した図である。
【００６７】
ここで、昇圧比ａと直流電圧Ｅｄは、図３同様に、従来技術の場合（点線で表示）と本発明（実線で表示）での動作を合わせて示している。
【００６８】
ｔ１で、負荷Ｌが急低下すると、従来技術では昇圧比ａが固定のため直流電圧Ｅｄは、過電圧設定値ＥｄMAXを超えてしまい、過電圧保護が働き、スイッチング動作を停止する（直流電圧は急低下する）。
【００６９】
これに対して、本発明では、図３同様に、直流電圧が制限値ＥｄLim1を超えると昇圧比ａの補正が行われ、直流電圧を制限値ＥｄLim1に維持する。これにより、過電圧保護が動作するのを防止でき、システムの動作の維持が可能となる。また、ｔ２で、負荷Ｌが元の値に戻れば、昇圧比ａの補正も設定値に戻り、通常の直流電圧を維持する。
【００７０】
以上のように、電源電圧や負荷が過渡的に大きく変動しても直流電圧の上昇を制限値以下に抑制し、システムの過電圧保護停止を防止できる。また、通常状態では、予め設定されている昇圧比ａで動作するので、最適な効率，力率及び、高調波電流での動作が可能である。
【００７１】
ここで、上記特性（応答）は、比例・積分補償器に設定するゲインにより変化することは言うまでもない。実際のシステムでは、制限値ＥｄLim1と設定ゲインをシステムが要求する特性に合わせて設定する必要がある。
【００７２】
次に図５を用いて本実施例の電源回路を動作させる制御回路の利用形態の一例を説明する。
【００７３】
本利用形態は図１に示す制御回路５をハイブリッドＩＣ化した概観図である。但し、前記シャント抵抗５３は部品の変更やノイズ対策上ハイブリッドＩＣ内に設置するのではなく、スイッチング素子３１等パワー回路部品と同様のスペースに設置することが望ましい。
【００７４】
図１に示した制御回路５の入出力端子は、入力電流検出端子，直流電圧検出端子及び、ドライブ信号出力端子の３つであるが、これ以外に、昇圧比設定端子，直流電圧制限値設定端子，接続した負荷の状態を検出する負荷状態情報検出端子及び機能などを設置することにより、より汎用性が増したハイブリッドＩＣを実現できる。
【実施例２】
【００７５】
図６から図８を用いて本発明の第２の実施例を説明する。第１の実施例と同一符号は同一動作をするものであり説明は省略する。図６は本実施例の制御ブロック図、図７，図８は本実施例の動作説明図である。全体回路構成は図１と同様である。
【００７６】
図６は、第１の実施例同様、従来技術である昇圧比一定制御部５０Ａと本発明である昇圧比補正部５０Ｃから構成されている。昇圧比補正部５０Ｃは、第１の実施例で説明した昇圧比補正部５０Ｂと同様の構成であり、異なる部分は、制限値ＥｄLim2とリミッタ５０４のみである。なお、比例・積分補償器５０２は図２に示す比例・積分補償器５０１と同様の動作を行うものである。
【００７７】
第１の実施例では、直流電圧の過電圧を抑制する動作であったが、本実施例は、直流電圧の低下を防止する構成である。このため、リミッタ５０４は、直流電圧値が制限値ＥｄLim2を下まわった時のみ昇圧比ａを補正するように設定されている（昇圧比を上げる方向にのみ動作する）。
【００７８】
図７の動作説明図は、第１の実施例同様、横軸に時間、縦軸に昇圧比ａ、直流電圧Ｅｄ及び、電源電圧Ｖｓを取り、時間ｔ１及びｔ２で電源電圧Ｖｓが大きく変動した場合の動作を示した図である。ここで、昇圧比ａと直流電圧Ｅｄは、従来技術の場合（点線で表示）と本発明（実線で表示）での動作を合わせて示している。
【００７９】
ｔ１で、電源電圧が急低下した場合、従来技術では昇圧比ａが固定のため直流電圧Ｅｄも電源電圧同様に急低下する。ここで、電源回路システムとして低電圧保護設定値ＥｄMINが設定されていると低電圧保護が働き電源回路システムが停止して、システムの動作維持ができなくなる。
【００８０】
これに対して、本発明では、直流電圧が制限値ＥｄLim2以下になると昇圧比ａの補正が行われ、直流電圧を制限値ＥｄLim2に維持する。これにより、低電圧保護が動作するのを防止でき、システムの動作維持が可能となる。また、ｔ２で、電源電圧Ｖｓが正常値に戻れば、昇圧比ａの補正も通常値（設定値）に戻り、通常の直流電圧を維持する。
【００８１】
図８は、横軸に時間、縦軸に昇圧比ａ、直流電圧Ｅｄ及び、負荷Ｌを取り、時間ｔ１及びｔ２で負荷Ｌが大きく変化した場合の動作を示した図である。
【００８２】
ｔ１で、負荷Ｌが急上昇すると、従来技術では昇圧比ａが固定のため直流電圧Ｅｄは、低電圧保護設定値ＥｄMIN以下となり、低電圧保護が働き、スイッチング動作を停止する（直流電圧はさらに急低下する）。
【００８３】
これに対して、本発明では、図７同様に、直流電圧が制限値ＥｄLim2以下となると昇圧比ａの補正が行われ、直流電圧を制限値ＥｄLim2に維持する。これにより、低電圧保護が動作するのを防止でき、システムの動作の維持が可能である。また、ｔ２で、負荷Ｌが元の値に戻れば、昇圧比ａの補正も設定値に戻り、通常の直流電圧を維持する。
【００８４】
以上のように、電源電圧や負荷が過渡的に大きく変動しても直流電圧の低下を制限値に抑制し、システムの低電圧保護停止を防止できる。また、通常状態では、予め設定されている昇圧比ａで動作するので、最適な効率，力率及び、高調波電流での動作が可能である。
【００８５】
ここで、第１及び第２の実施例では、過渡的な変動を例に動作説明を行って来たが、電源及び負荷の変動は必ずしも過渡的な場合だけでなく、ゆっくりとした変動に対しても同様の構成で対応可能である。
【実施例３】
【００８６】
図９から図１５を用いて本発明の第３の実施例を説明する。第１の実施例，第２の実施例と同一符号は同一動作をするものであり説明は省略する。
【００８７】
図９は本実施例のモータ駆動装置の全体構成図、図１０は制御内容を示す制御ブロック図、図１１，図１２は本実施例の動作説明図、図１３，図１４は電源回路に流入する入力電流波形、図１５は本実施例の利用形態の一例を示すモジュール外観図である。
【００８８】
図９は、本発明の電源回路の負荷としてモータ９及びインバータ回路８からなるモータ駆動回路を接続し、本発明の電源回路の制御回路と前記インバータ回路８の制御回路を一体化させた構成となっている。言い換えると、図９に示す制御回路７はマイコンを使用し、１つのマイコンで電源回路とインバータ回路を制御する構成となっている。
【００８９】
第１及び第２の実施例と異なる部分のみ説明する。インバータ回路８はＩＧＢＴとダイオードから構成されているインバータ回路であり、モータ９は永久磁石同期モータである。
【００９０】
また、昇圧チョッパ回路の構成が第１及び第２の実施例と異なっているが、本回路構成でも第１及び第２の実施例同様の動作が可能である。ここで、整流回路２内のダイオード２１，２２は電源の整流動作以外に、第１及び第２の実施例の昇圧チョッパ回路３のダイオード３３と同様の動作を行う。言い換えると、前記ダイオード２１，２２は上記２つの動作を行っており、この回路構成にすることにより、ダイオード１個分の損失を低減できる効果がある。
【００９１】
制御回路７は上述のようにマイコンを使用し本発明の電源回路とインバータ回路を制御しており、マイコン（演算手段７０）では、第１及び第２の実施例で説明した電源回路の制御演算とインバータ回路の制御演算を行っている。
【００９２】
図１０に示す電源回路部の制御回路の構成については第１及び第２の実施例で説明した内容を合わせた構成（５０Ｂと５０Ｃを合わせて５０Ｄとしている）となっているので説明は省略する。ここでは、インバータ回路部の制御回路の構成について簡単に説明する。
【００９３】
本実施例のモータ制御では、モータ電流センサレス，位置センサレスベクトル制御を行っているため、インバータ回路から検出するものは直流側に設置したシャント抵抗７３に流れる直流電流のみである。具体的には、図９に示す通り、前記シャント抵抗７３に発生する電圧を増幅回路７２で増幅し、直流電流検出値７ｂとしてマイコンのＡ／Ｄ変換器を用いて取り込む。また、インバータ回路のスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号７ａはドライブ回路７１を介してドライブ信号７１ａとしてインバータ回路に与えている。
【００９４】
ここで、図示してないが演算手段７０内には、第１及び第２の実施例で説明した電源回路の制御手段とモータ電流センサレス，位置センサレスベクトル制御手段が内蔵されており、お互いに内部値の情報交換が可能である。上記構成で電源回路は第１及び第２の実施例同様の動作を行う。
【００９５】
次に図１１，図１２を用いて本実施例の動作を説明する。第１及び第２の実施例では動的（過渡的）な動作で説明したが、本実施例では静的な動作で説明する。
【００９６】
図１１は、負荷に対する昇圧比ａと直流電圧Ｅｄを示したものである。本実施例は、図１０に示す通り、第１及び第２の実施例で説明した制御構成が一緒になった構成となっており、制限値ＥｄLim1と制限値ＥｄLim2の間で直流電圧が変化する動作となる。
【００９７】
例えば、負荷が負荷Ｌ１以下の軽負荷となると、昇圧比補正部５０Ｂが動作し、昇圧比ａが補正され（減少）、直流電圧は制限値ＥｄLim1に制御される。反対に、負荷が負荷Ｌ２以上の高負荷になると、昇圧比補正部５０Ｃが動作し、昇圧比ａが補正され（増加）、直流電圧は制限値ＥｄLim2に制御される。
【００９８】
図１２は、電源電圧に対する昇圧比ａと直流電圧Ｅｄを示したものであり、昇圧比ａと直流電圧Ｅｄの動きは、図１１と同様であるので説明は省略する。
【００９９】
ここで、図１３，図１４に電源電圧を一定として負荷を変化させた時の電源回路に流入する入力電流（リアクトル電流）と電源電圧の波形の実験結果を示す。
【０１００】
図１３は従来技術（昇圧比一定制御部５０Ａのみ）を用いた場合、図１４は本発明を用いた場合の実験結果である。図１３，図１４とも（ａ）は入力電流２Ａ、（ｂ）は入力電流１６Ａでの結果である。また、部分スイッチング動作でのスイッチングＯＦＦ期間も合わせて示している。
【０１０１】
この図より、従来技術では、負荷が変化しても昇圧比ａを調整（変更）しないので、スイッチングＯＦＦ期間もほぼ同一の時間間隔であり、負荷が増加するに従って、入力電流波形もひずみ率が大きな波形となっている。ここでは、図示しないが、図１３（ｂ）の電流波形では、高調波電流も増加する。
【０１０２】
これに対して、本発明を用いた入力電流波形は、図１４に示すように、スイッチングＯＦＦ期間が変化（約１５％減少）し、ひずみ率の少ない波形となっている。高調波電流値は図示しないが、図１４（ｂ）の波形は高調波電流値も減少する。
【０１０３】
図１５は本実施例の利用形態の一例として電源回路とインバータ回路及び制御回路を一体化したモジュールの概観図である。
【０１０４】
本モジュールは、ＩＧＢＴやダイオードなどのパワー系半導体を下部にベアチップ実装し、制御回路を上部の基板に配置した一体モジュールである。モジュール化することにより、本発明の適用が容易となり、コスト的にも安価なシステムが構築できる。
【０１０５】
ここで、本実施例は、ベクトル制御を用いたインバータ回路で説明したが、従来から広く使われている１２０度通制御形インバータ回路を用いても同様の効果が得られる。
【０１０６】
また、本実施例では、直流電圧を検出することにより、電源電圧及び負荷の状態（変化）を検出したが、負荷状態情報としては、例えば、モータ回転数，入力電流，直流電流，直流電圧，直流電力，直流電圧脈動幅，入力電力，トルク，インバータ回路の波高値比率及びインバータ通流率などの負荷の状態で変化する値なら良い。また、上記値を二つ以上併用しても良い。
【０１０７】
以上の通り、本発明を適用すると、電源電圧や負荷が変動しても運転を継続でき、通常時は最適な効率で動作させることができるシステムを構築できる。また、昇圧比及び制限値の設定を最適化すれば、高効率動作と同時に高調波電流の抑制も自動的に可能となる。
【実施例４】
【０１０８】
図１６，図１７を用いて本発明の第４の実施例を説明する。前述した実施例（１〜３）と同一符号は同一動作をするものであり説明は省略する。
【０１０９】
図１６は第３の実施例で説明したモータ駆動装置をインバータエアコンの圧縮機駆動用モータ駆動装置に適用した場合のインバータエアコンの外観図、図１７は昇圧比ａをインバータエアコンの負荷（回転数）に応じて変更した場合の動作説明図である。
【０１１０】
前述の実施例では、直流電圧が制限値以上もしくは以下になった時に、昇圧比ａを補正する内容について説明したが、更なる効率向上と高出力化の両立を図るためには、昇圧比ａの設定値自体もシステム（インバータエアコン）の負荷に応じて変更する必要がある。
【０１１１】
図１６は一例として、セパレート型のインバータエアコンの外観図を示しており、室外機６００と室内機４００で構成されている。室外機６００内には、モータと一体となった圧縮機３００や室外ファン１００及び圧縮機３００や室外ファン１００を駆動するモータ駆動装置２００が設置されている。
【０１１２】
本実施例では、図１７を用いて昇圧比ａをインバータエアコンの圧縮機駆動用モータの回転数の状態に応じて変更する方法を説明する。
【０１１３】
基本的には、前述の実施例同様昇圧比ａを固定でも良いのであるが、更なる効率向上やモータ制御の安定化及び高出力化を考慮して負荷の状態で昇圧比ａを変更する。
【０１１４】
図１７は横軸にモータ回転数、縦軸に昇圧比ａ及び直流電圧Ｅｄを示す。図１７に示す通り、モータの回転数が低い領域、言い換えると、負荷が軽い状態では昇圧比ａを下げて運転する。この場合、直流電圧を低く押さえることが出来るため、電源回路のスイッチング損失等が低下し、さらにインバータ回路及びモータの損失も低減でき、高効率動作が可能となる。
【０１１５】
但し、この場合、入力電流波形は高調波成分が増加し、電源力率も低下する。そのため、昇圧比ａの設定は、上記を考慮して設定する必要がある。
【０１１６】
モータの回転数（負荷）がさらに増加すると入力電流の高調波成分が規格値に入らなくなったり、力率が大きく低下する可能性がある。また、直流電圧Ｅｄも低下して行く。そこで、モータ回転数（負荷）が増加するに従って、昇圧比ａを増加させていけば、モータの回転数（負荷）に応じて常に高効率な運転が可能となる。
【０１１７】
本実施例では、モータ回転数に従って階段状に昇圧比ａを変更しているが、実動作ではヒステリシスを設ける必要がある（図示を省略した）。また、昇圧比ａの変更は、直線的に変更したり、ある関数を用いて変更しても良い。さらに、昇圧比ａを用いて回転数制御をすることも可能である。言い換えると、昇圧比ａを変更して直流電圧を可変としてモータの回転数制御をすることも可能である。
【０１１８】
ここで、負荷状態情報としては、例えば、モータ回転数，入力電流，直流電流，直流電圧，直流電力，直流電圧脈動幅，入力電力，トルク，インバータ回路の波高値比率及びインバータ通流率などの負荷の状態で変化する値なら良い。また、上記値を二つ以上併用しても良い。
【０１１９】
以上の通り、インバータエアコンの負荷に応じて設定する昇圧比ａを変更することにより、更なる効率向上と高出力化の両立が可能となり、（想定外の）電源変動や負荷変動があっても、システム停止を防止することができる。
【符号の説明】
【０１２０】
１ 交流電源
２ 整流回路
３ 昇圧チョッパ回路
４ 平滑コンデンサ
５，７ 制御回路
６ 負荷
８ インバータ回路
９ モータ
５０，７０ 演算手段
５０Ａ 昇圧比一定制御部
５０Ｂ，５０Ｃ，５０Ｄ 昇圧比補正部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相交流電源の力率改善回路もしくは高調波電流抑制回路の制御方法及び、それを用いたモータ駆動装置，空調機に関する。
【背景技術】
【０００２】
単相交流電源の力率改善もしくは高調波電流抑制を行う電源回路は広く使用されている。中でも、リアクトルとスイッチング素子とダイオードから構成される昇圧チョッパ回路を用いた電源回路は、回路構成及び制御構成が簡単であるため、電源への回生が必要でないインバータ制御装置など（インバータエアコンなど）の電源回路として使用されている。
【０００３】
昇圧チョッパ回路を用いた力率改善方法もしくは高調波電流抑制方法は多数報告されている。中でも、特許文献１は、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出することなく、電源電流瞬時値と比例ゲインのみを用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御する方式（これを基本方式と呼ぶ）が記載されている。また、特許文献２には、上記技術を応用した内容が記載されている。
【０００４】
特許文献２は、昇圧チョッパ回路の高効率化を目的に、入力電流のピーク付近のスイッチング動作を停止させる昇圧比一定制御方式（部分スイッチング方式）が提案されている。
【０００５】
前記特許文献１は、電源周期の全域でスイッチング動作（全域スイッチング方式）を行うことが前提に記載されているが、この全域スイッチング方式では、スイッチング損失が増加して回路効率が低下してしまう。そこで、特許文献２記載の昇圧比一定制御方式は上記基本方式の考え方（基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出しない）を踏襲しながら、電源電流のピーク付近のスイッチング動作を停止する部分スイッチング方式とし、スイッチング損失の低減を図っている。
【０００６】
また、特許文献２で開示された発明は、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出しないで、部分スイッチングする方式であり、優れた制御方法であるが、昇圧比を一定に設定しているため、電源回路に接続された電源電圧や負荷に応じて直流電圧が変化してしまう。
【０００７】
ここで、昇圧チョッパ回路を用いた電源回路において直流電圧を制御する例として、特許文献３〜７等で提案されているが、これらは、全域スイッチング方式を用いた方式であり、スイッチング損失の低減と直流電圧の安定制御の両立は考慮されていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１−１１４３７２号公報
【特許文献２】特許第２７９６３４０号公報
【特許文献３】特開２００３−２８９６９６号公報
【特許文献４】特開２０００−３５０４４２号公報
【特許文献５】特開平０９−１４９６９０号公報
【特許文献６】特開２００３−１８９６８９号公報
【特許文献７】特開２００１−２３１２６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
前述した直流電圧の変化は、部分スイッチングさせるためには必要不可欠な現象であり、本方式の特徴（長所）でもあるが、電源電圧や負荷が大きく変化した場合、直流電圧も大きく変化して、本方式（電源回路）を適用しているシステムの動作維持ができなくなる可能性がある。例えばインバータエアコンの圧縮機駆動用モータの駆動装置に適用した場合、モータ駆動が一旦停止すると、圧縮機の負荷をバランスさせるために一定時間システムが停止してしまい、エアコンとしての能力を低下させてしまう恐れがある。
【００１０】
以上の通り、本発明が解決しようとする課題は、部分スイッチング動作によるスイッチング損失の低減（高効率化）と直流電圧の安定制御化（適用システムの安定制御化）の両立である。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、上記課題を解決するために、昇圧比一定制御方式を用いた電源回路において、電源電圧や負荷が大きく変化した場合に昇圧比を補正もしくは変更することを特徴とする。
【００１２】
具体的には、昇圧比一定制御方式を用いた電源回路において、電源回路の直流電圧を検出し、検出した直流電圧値が予め設定した設定値を超えた場合に、その偏差を用いて、昇圧比を補正する構成とすることを特徴とする。
【００１３】
さらに、電源回路の負荷状態に応じて、設定する昇圧比自体を変更する構成とすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明により、電源電圧や負荷状態が変動しても直流電圧の変動を抑制（過電圧，電圧低下）でき、適用システムの高効率化と安定制御化の両立が図れる。
【００１５】
また、本発明を用いた制御基板（ハイブリッドＩＣやモジュール）を制作することにより電源回路の制御が簡単になり高力率もしくは高調波電流抑制が可能な電源回路の製品適用が増進される。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】電源回路の実施方法を示した全体構成図である。（実施例１）
【図２】電源回路の実施方法を示した制御ブロック図である。（実施例１）
【図３】電源回路の実施方法の動作説明図である。（実施例１）
【図４】電源回路の実施方法の動作説明図である。（実施例１）
【図５】電源回路の制御回路の利用形態の一例を示す説明図である。（実施例１）
【図６】電源回路の実施方法を示した制御ブロック図である。（実施例２）
【図７】電源回路の実施方法の動作説明図である。（実施例２）
【図８】電源回路の実施方法の動作説明図である。（実施例２）
【図９】モータ駆動装置の実施方法を示した全体構成図である。（実施例３）
【図１０】モータ駆動装置の実施方法を示した制御ブロック図である。（実施例３）
【図１１】モータ駆動装置の実施方法を示した動作説明図である。（実施例３）
【図１２】モータ駆動装置の実施方法を示した動作説明図である。（実施例３）
【図１３】モータ駆動装置の実施方法を示した動作波形図である。（実施例３）
【図１４】モータ駆動装置の実施方法を示した動作波形図である。（実施例３）
【図１５】モータ駆動装置の制御回路の利用形態の一例を示す説明図である。（実施例３）
【図１６】インバータエアコンの実施方法を示した外観図である。（実施例４）
【図１７】インバータエアコンの実施方法の動作説明図である。（実施例４）
【発明を実施するための形態】
【００１７】
本発明は、交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路と、交流電源から流入する入力電流情報を生成する入力電流情報生成手段と、入力電流情報と設定された第１の係数より第２の係数を生成し、第２の係数と前記入力電流情報との積を求め、少なくとも、この積に基づいてスイッチング素子の動作を規定する通流率信号を作成する制御手段を備えた電源回路において、平滑回路に接続された負荷の状態を示す負荷状態情報を生成する負荷状態生成手段と、負荷状態情報を用いて前記第１の係数を補正する係数補正手段を備えることを特徴とする。
【００１８】
また、負荷状態生成手段は前記平滑回路の直流電圧情報を負荷状態情報として用いることを特徴とし、電源電圧状態生成手段は前記平滑回路の直流電圧情報を電源電圧状態情報として用いることを特徴とする。
【００１９】
さらに、電源回路の負荷としてモータを駆動するインバータ回路と、電源回路とインバータ回路を制御する制御回路を同一基板上に備えるモジュールであって、第１の係数を前記モータの回転数、負荷状態もしくは外部信号の少なくとも一つの情報に応じて変更することを特徴とする。
【００２０】
次に、交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路と、交流電源から流入する入力電流情報を生成する入力電流情報生成手段と、入力電流情報と設定された第１の係数より第２係数を生成し、第２の係数と前記入力電流情報との積を求め、少なくとも、この積に基づいてスイッチング素子の動作を規定する通流率信号を作成する制御手段を備えた電源回路において、整流回路に接続された電源の状態を示す電源電圧状態情報を生成する電源電圧状態生成手段と、電源電圧状態情報を用いて第１の係数を補正する係数補正手段を備えることを特徴とする。
【００２１】
また、交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路と、交流電源から流入する入力電流情報を生成する入力電流情報生成手段と、入力電流情報と設定された第１の係数より第２係数を生成し、第２の係数と入力電流情報との積を求め、少なくとも、この積に基づいて前記スイッチング素子の動作を規定する通流率信号を作成する制御手段を備えた電源回路において、平滑回路の直流電圧の状態を示す直流電圧情報を生成する直流電圧生成手段と、直流電圧情報を用いて第１の係数を補正する係数補正手段を備えたことを特徴とする。
【００２２】
また、直流電圧情報と設定された基準値との偏差に基づいて前記第１の係数を補正する係数補正手段を備え、その補正を比例・積分補償器を用いて行うことを特徴とする。
【００２３】
さらに、直流電圧情報と設定された第１の基準値との偏差から比例・積分補償器を用いて第１の係数を補正する第１の補正値を算出し、直流電圧情報と設定された第２の基準値との偏差から比例・積分補償器を用いて第１の係数を補正する第２の補正値を算出し、第１の補正値と第２の補正値を用いて第１の係数を補正する係数補正手段を備えたことを特徴とする。
【００２４】
また、上記電源回路において、第１の係数を補正する補正値にリミッタを設けることを特徴とする。
【００２５】
さらに、直流電圧情報と設定された第１の基準値との偏差から比例・積分補償器を用いて第１の係数を補正する第１の補正値を算出し、直流電圧情報と設定された第２の基準値との偏差から比例・積分補償器を用いて第１の係数を補正する第２の補正値を算出し、第１の補正値と前記第２の補正値を用いて第１の係数を補正する係数補正手段を備えたことを特徴とする。
【００２６】
第１の基準値を電源回路もしくはモータ駆動装置のシステムとしての過電圧値以下に設定し、第２の基準値を前記電源回路もしくはモータ駆動装置のシステムの最低電圧値以上に設定することを特徴とする。
【００２７】
モータ駆動装置を空調機の圧縮機駆動用モータの駆動に適用し、モータの回転数もしくは負荷状態に応じて、第１の係数を変更するとともに、第１の係数を前記直流電圧と基準値を用いて補正することを特徴とする。
【００２８】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、交流電源から流入する入力電流情報と、平滑回路の直流電圧情報を入力として通流率信号を出力し、入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、通流率信号は、電源電圧の半周期の中心付近でスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅の信号となり、その期間が電源電圧の大きさ、もしくは、負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化し、又はその変化と同時に直流電圧がある値以上、もしくは、別のある値以下にならないことを特徴とする。
【００２９】
また、入力電流波形は、電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない波形となり、そのスイッチング動作が入らない期間が電源電圧の大きさ、もしくは、負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化し、又はその変化と同時に、直流電圧がある値以上、もしくは、別のある値以下にならないことを特徴とする。
【００３０】
さらに、電源電圧の大きさ、もしくは、負荷の大きさの少なくとも一方が変化すると、直流電圧が変化する領域と、直流電圧が所定値に制御される領域が存在し、通流率信号は、電源電圧の半周期の中心付近でスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅となる信号であり、直流電圧が所定値に制御されている時に、通流率信号のスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅となる期間が変化することを特徴とする。
【００３１】
また、電源電圧の大きさ、もしくは、負荷の大きさの少なくとも一方が変化すると、直流電圧が変化する領域と、直流電圧が所定値に制御される領域が存在し、電流波形は電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない波形となり、直流電圧が所定値に制御されている時に、電流波形は電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない期間が変化することを特徴とする。
【００３２】
さらに、電源装置もしくはその制御回路において、入力電流が１６Ａ時の通流率信号のスイッチング動作停止、もしくは、最少パルス幅となる期間は、入力電流が２Ａ時の９０％以下になることを特徴とする。
【００３３】
また、電源装置もしくはその制御回路において、入力電流が１６Ａ時の電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らなくなる期間は、入力電流が２Ａ時の９０％以下になることを特徴とする。
【実施例１】
【００３４】
図１から図５を用いて本発明の第１の実施例を説明する。図１は本実施例の電源回路の全体構成図、図２は制御内容を示す制御ブロック図、図３，図４は本実施例の動作説明図、図５は図１に示す電源回路を動作させる制御回路の利用形態の一例を示す概観図である。
【００３５】
図１を用いて電源回路の構成と動作について説明する。本電源回路は、交流電源１に接続された整流回路２，昇圧チョッパ回路３，平滑コンデンサ４及び、制御回路５を備え、前記平滑コンデンサ４の出力端子に接続された負荷６に直流電力を供給する。
【００３６】
前記昇圧チョッパ回路３は、リアクトル３２と、前記交流電源１を前記リアクトル３２を介して短絡するスイッチング素子３１及び、前記スイッチング素子３１の端子電圧を前記平滑コンデンサ４に供給するダイオード３３から構成され、前記スイッチング素子３１のスイッチング動作と前記リアクトル３２によるエネルギー蓄積効果を利用して直流電圧を昇圧する回路である。ここで、前記スイッチング素子３１はＩＧＢＴやトランジスタなどの自己消己形素子を使用し、前記制御回路５からのドライブ信号５１ａに従って駆動される。
【００３７】
前記制御回路５は、シャント抵抗５３と増幅回路５２を用いて前記交流電源１から流入する入力電流を検出し入力電流値５ｂを出力する電源電流検出回路と、前記平滑コンデンサ４の端子電圧である直流電圧を検出し直流電圧値５ｃを出力する直流電圧検出回路と、前記入力電流値５ｂと前記直流電圧値５ｃに従って前記スイッチング素子３１を制御する通流率信号５ａを演算する演算手段５０及び、前記通流率信号５ａを増幅して前記スイッチング素子３１を駆動するドライブ信号５１ａを出力するドライブ回路５１から構成されている。ここで、直流電圧検出回路の詳細は図示していないが、抵抗を用いた分圧回路を用いれば簡単な回路構成で実現できる。
【００３８】
演算手段５０は、シングルチップマイクロコンピュータに代表される半導体演算素子（以後マイコンと称す）を用いており、前記入力電流値５ｂと前記直流電圧値５ｃはマイコン内蔵のＡ／Ｄ変換器を用いてデジタル値に変換して演算を行っている。前記通流率信号５ａはマイコン内蔵のＰＷＭタイマを用いてＰＷＭパルス信号の形で出力している。
【００３９】
ここで、本実施例ではマイコンを用いたデジタル演算で説明するが、トランジスタやオペアンプやコンパレータなどのアナログ演算回路等を利用した演算手段を用いても同様の効果が得られる。
【００４０】
次に前記演算手段５０内で行われる演算の内容に関して図２を用いて説明する。本説明では、前記入力電流値５ｂと前記直流電圧値５ｃを用いて前記通流率信号５ａを算出する部分について述べる。算出した通流率信号５ａからＰＷＭタイマを用いてＰＷＭパルス信号を作成する部分はマイコンの機能であるため省略する。
【００４１】
図２の制御ブロック図は、従来技術である昇圧比一定制御部５０Ａと本発明である昇圧比補正部５０Ｂから構成されている。
【００４２】
昇圧比一定制御部５０Ａは、基準となる正弦波電流指令や電源位相を検出することなく入力電流瞬時値（絶対値）｜ｉｓ｜と比例ゲインＫｐの積を用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御する基本方式と、スイッチング損失低減のため入力電流のピーク付近のスイッチング動作を停止させる昇圧比一定制御方式から構成されている。
【００４３】
ここで、基本方式と昇圧比一定制御方式について簡単に説明する。
【００４４】
図１に示す昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３１の通流率信号（オン時間の比率）ｄを式（１）の通り与えると、入力電流ｉｓは式（２）の通りとなる。（導出の詳細は省略）式（２）からわかる通り、電源電圧波形などの基準波形が無くても入力電流ｉｓは電源電圧Ｖｓに同期した正弦波になる。これが、基本方式の原理である。
【００４５】
【数１】
ここで、１：１００％通流率，Ｋｐ：電流制御ゲイン，ｉｓ：入力電流（瞬時値）
【００４６】
【数２】
ここで、Ｖｓ：電源電圧実効値，Ｅｄ：直流電圧，ω：電気角周波数
【００４７】
基本方式では、上記比例ゲインＫｐを直流電圧偏差より決定することにより、直流電圧Ｅｄの制御が可能である。
【００４８】
ここで、式（２）を変形すると
【００４９】
【数３】
となり、式（３）は、瞬時の昇圧比を示している。
【００５０】
ここで、実効値ベースで昇圧比ａを考えると
【００５１】
【数４】
ここで、Ｉｓ：入力電流（実効値）
となり、Ｋｐ・Ｉｓを一定に制御すれば、直流電圧Ｅｄは電源電圧Ｖｓのａ倍に制御できる。
【００５２】
以上の方法に基づき、通流率信号ｄを次式により与えれば
【００５３】
【数５】
【００５４】
通流率信号ｄは、入力電流｜ｉｓ｜がａ・Ｉｓを超えると０％となり、スイッチング動作が停止する。これにより、入力電流は電源電圧のピーク付近（入力電流がａ・Ｉｓを超える領域）でチョッパが入らない波形となり、スイッチング損失の低減が図れる。これが昇圧比一定制御の原理である。
【００５５】
上記の通り制御することにより、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出することなく、入力電流瞬時値と比例ゲインのみを用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御でき、入力電流のピーク値付近のスイッチング動作を停止（部分スイッチング動作）することが可能である。
【００５６】
上記式をブロック図にすると図２の５０Ａの通りとなる。ここで、入力電流実効値Ｉｓは前記入力電流値５ｂをフィルタ手段５００を用いて算出しているが平均値や実効値を算出し、その値で制御しても良い。また、昇圧比ａは予め設定された値を使用している。
【００５７】
また、本ブロック図では通流率信号ｄの演算において、式（１）及び式（５）の通り、最大通流率である１（１００％）から入力電流瞬時値（絶対値）｜ｉｓ｜と比例ゲインＫｐの積を差し引いて算出しているが、実際のＰＷＭタイマ設定では、入力電流瞬時値（絶対値）｜ｉｓ｜と比例ゲインＫｐの積の値をオフ時間の比率と考えて設定すれば最大通流率である１から差し引く必要はない。
【００５８】
昇圧比補正部５０Ｂは、予め設定してある制限値ＥｄLim1と検出した前記直流電圧値５ｃとの偏差から比例・積分補償器５０１を用いて昇圧比ａの補正値を演算し昇圧比ａの補正を行う構成となっている。
【００５９】
ここで、本実施例は、電源電圧や負荷の変動により直流電圧が過電圧保護値を超えて動作が停止することを防止することを目的としているので、制限値ＥｄLim1は電源回路の過電圧保護値より低い値に設定してある。また、昇圧比ａの補正動作は直流電圧値が制限値ＥｄLim1を超えた時のみ動作するように、リミッタ５０３が設定されている（昇圧比を下げる方向にのみ動作する）。
【００６０】
以上のように、本実施例は従来技術の前記昇圧比一定制御部５０Ａと本発明の昇圧比補正部５０Ｂを組み合わせることにより実現している。
【００６１】
図３，図４の動作説明図を用いて本実施例の動作及び効果について述べる。なお、本明細書では説明および図の簡単化のため、各値の変化は理想的な応答で示している。実際には制御遅れ等の影響があり、本図のような特性とはならない。また、その特性は、比例・積分補償器の制御ゲインの設定により異なる。
【００６２】
図３は、横軸に時間、縦軸に昇圧比ａ、直流電圧Ｅｄ及び、電源電圧Ｖｓを取り、時間ｔ１及びｔ２で電源電圧Ｖｓが大きく変動した場合の動作を示した図である。
【００６３】
ここで、昇圧比ａと直流電圧Ｅｄは、従来技術（昇圧比一定制御部５０Ａのみ）の場合（点線で表示）と本発明（実線で表示）での動作を合わせて示している。
【００６４】
ｔ１で、電源電圧Ｖｓが急上昇すると、従来技術では昇圧比ａが固定のため直流電圧Ｅｄは、過電圧設定値ＥｄMAXを超えてしまい、過電圧保護が働き、スイッチング動作を停止する（直流電圧は急低下する）。
【００６５】
これに対して、本発明では、直流電圧が制限値ＥｄLim1を超えると昇圧比ａの補正が行われ、直流電圧を制限値ＥｄLim1に維持する。これにより、過電圧保護が動作するのを防止でき、システムの動作維持が可能となる。また、ｔ２で、電源電圧Ｖｓが正常値に戻れば、昇圧比ａの補正も通常値（設定値）に戻り、通常の直流電圧を維持する。
【００６６】
図４は、横軸に時間、縦軸に昇圧比ａ、直流電圧Ｅｄ及び、負荷Ｌを取り、時間ｔ１及びｔ２で負荷Ｌが大きく変化した場合の動作を示した図である。
【００６７】
ここで、昇圧比ａと直流電圧Ｅｄは、図３同様に、従来技術の場合（点線で表示）と本発明（実線で表示）での動作を合わせて示している。
【００６８】
ｔ１で、負荷Ｌが急低下すると、従来技術では昇圧比ａが固定のため直流電圧Ｅｄは、過電圧設定値ＥｄMAXを超えてしまい、過電圧保護が働き、スイッチング動作を停止する（直流電圧は急低下する）。
【００６９】
これに対して、本発明では、図３同様に、直流電圧が制限値ＥｄLim1を超えると昇圧比ａの補正が行われ、直流電圧を制限値ＥｄLim1に維持する。これにより、過電圧保護が動作するのを防止でき、システムの動作の維持が可能となる。また、ｔ２で、負荷Ｌが元の値に戻れば、昇圧比ａの補正も設定値に戻り、通常の直流電圧を維持する。
【００７０】
以上のように、電源電圧や負荷が過渡的に大きく変動しても直流電圧の上昇を制限値以下に抑制し、システムの過電圧保護停止を防止できる。また、通常状態では、予め設定されている昇圧比ａで動作するので、最適な効率，力率及び、高調波電流での動作が可能である。
【００７１】
ここで、上記特性（応答）は、比例・積分補償器に設定するゲインにより変化することは言うまでもない。実際のシステムでは、制限値ＥｄLim1と設定ゲインをシステムが要求する特性に合わせて設定する必要がある。
【００７２】
次に図５を用いて本実施例の電源回路を動作させる制御回路の利用形態の一例を説明する。
【００７３】
本利用形態は図１に示す制御回路５をハイブリッドＩＣ化した概観図である。但し、前記シャント抵抗５３は部品の変更やノイズ対策上ハイブリッドＩＣ内に設置するのではなく、スイッチング素子３１等パワー回路部品と同様のスペースに設置することが望ましい。
【００７４】
図１に示した制御回路５の入出力端子は、入力電流検出端子，直流電圧検出端子及び、ドライブ信号出力端子の３つであるが、これ以外に、昇圧比設定端子，直流電圧制限値設定端子，接続した負荷の状態を検出する負荷状態情報検出端子及び機能などを設置することにより、より汎用性が増したハイブリッドＩＣを実現できる。
【実施例２】
【００７５】
図６から図８を用いて本発明の第２の実施例を説明する。第１の実施例と同一符号は同一動作をするものであり説明は省略する。図６は本実施例の制御ブロック図、図７，図８は本実施例の動作説明図である。全体回路構成は図１と同様である。
【００７６】
図６は、第１の実施例同様、従来技術である昇圧比一定制御部５０Ａと本発明である昇圧比補正部５０Ｃから構成されている。昇圧比補正部５０Ｃは、第１の実施例で説明した昇圧比補正部５０Ｂと同様の構成であり、異なる部分は、制限値ＥｄLim2とリミッタ５０４のみである。なお、比例・積分補償器５０２は図２に示す比例・積分補償器５０１と同様の動作を行うものである。
【００７７】
第１の実施例では、直流電圧の過電圧を抑制する動作であったが、本実施例は、直流電圧の低下を防止する構成である。このため、リミッタ５０４は、直流電圧値が制限値ＥｄLim2を下まわった時のみ昇圧比ａを補正するように設定されている（昇圧比を上げる方向にのみ動作する）。
【００７８】
図７の動作説明図は、第１の実施例同様、横軸に時間、縦軸に昇圧比ａ、直流電圧Ｅｄ及び、電源電圧Ｖｓを取り、時間ｔ１及びｔ２で電源電圧Ｖｓが大きく変動した場合の動作を示した図である。ここで、昇圧比ａと直流電圧Ｅｄは、従来技術の場合（点線で表示）と本発明（実線で表示）での動作を合わせて示している。
【００７９】
ｔ１で、電源電圧が急低下した場合、従来技術では昇圧比ａが固定のため直流電圧Ｅｄも電源電圧同様に急低下する。ここで、電源回路システムとして低電圧保護設定値ＥｄMINが設定されていると低電圧保護が働き電源回路システムが停止して、システムの動作維持ができなくなる。
【００８０】
これに対して、本発明では、直流電圧が制限値ＥｄLim2以下になると昇圧比ａの補正が行われ、直流電圧を制限値ＥｄLim2に維持する。これにより、低電圧保護が動作するのを防止でき、システムの動作維持が可能となる。また、ｔ２で、電源電圧Ｖｓが正常値に戻れば、昇圧比ａの補正も通常値（設定値）に戻り、通常の直流電圧を維持する。
【００８１】
図８は、横軸に時間、縦軸に昇圧比ａ、直流電圧Ｅｄ及び、負荷Ｌを取り、時間ｔ１及びｔ２で負荷Ｌが大きく変化した場合の動作を示した図である。
【００８２】
ｔ１で、負荷Ｌが急上昇すると、従来技術では昇圧比ａが固定のため直流電圧Ｅｄは、低電圧保護設定値ＥｄMIN以下となり、低電圧保護が働き、スイッチング動作を停止する（直流電圧はさらに急低下する）。
【００８３】
これに対して、本発明では、図７同様に、直流電圧が制限値ＥｄLim2以下となると昇圧比ａの補正が行われ、直流電圧を制限値ＥｄLim2に維持する。これにより、低電圧保護が動作するのを防止でき、システムの動作の維持が可能である。また、ｔ２で、負荷Ｌが元の値に戻れば、昇圧比ａの補正も設定値に戻り、通常の直流電圧を維持する。
【００８４】
以上のように、電源電圧や負荷が過渡的に大きく変動しても直流電圧の低下を制限値に抑制し、システムの低電圧保護停止を防止できる。また、通常状態では、予め設定されている昇圧比ａで動作するので、最適な効率，力率及び、高調波電流での動作が可能である。
【００８５】
ここで、第１及び第２の実施例では、過渡的な変動を例に動作説明を行って来たが、電源及び負荷の変動は必ずしも過渡的な場合だけでなく、ゆっくりとした変動に対しても同様の構成で対応可能である。
【実施例３】
【００８６】
図９から図１５を用いて本発明の第３の実施例を説明する。第１の実施例，第２の実施例と同一符号は同一動作をするものであり説明は省略する。
【００８７】
図９は本実施例のモータ駆動装置の全体構成図、図１０は制御内容を示す制御ブロック図、図１１，図１２は本実施例の動作説明図、図１３，図１４は電源回路に流入する入力電流波形、図１５は本実施例の利用形態の一例を示すモジュール外観図である。
【００８８】
図９は、本発明の電源回路の負荷としてモータ９及びインバータ回路８からなるモータ駆動回路を接続し、本発明の電源回路の制御回路と前記インバータ回路８の制御回路を一体化させた構成となっている。言い換えると、図９に示す制御回路７はマイコンを使用し、１つのマイコンで電源回路とインバータ回路を制御する構成となっている。
【００８９】
第１及び第２の実施例と異なる部分のみ説明する。インバータ回路８はＩＧＢＴとダイオードから構成されているインバータ回路であり、モータ９は永久磁石同期モータである。
【００９０】
また、昇圧チョッパ回路の構成が第１及び第２の実施例と異なっているが、本回路構成でも第１及び第２の実施例同様の動作が可能である。ここで、整流回路２内のダイオード２１，２２は電源の整流動作以外に、第１及び第２の実施例の昇圧チョッパ回路３のダイオード３３と同様の動作を行う。言い換えると、前記ダイオード２１，２２は上記２つの動作を行っており、この回路構成にすることにより、ダイオード１個分の損失を低減できる効果がある。
【００９１】
制御回路７は上述のようにマイコンを使用し本発明の電源回路とインバータ回路を制御しており、マイコン（演算手段７０）では、第１及び第２の実施例で説明した電源回路の制御演算とインバータ回路の制御演算を行っている。
【００９２】
図１０に示す電源回路部の制御回路の構成については第１及び第２の実施例で説明した内容を合わせた構成（５０Ｂと５０Ｃを合わせて５０Ｄとしている）となっているので説明は省略する。ここでは、インバータ回路部の制御回路の構成について簡単に説明する。
【００９３】
本実施例のモータ制御では、モータ電流センサレス，位置センサレスベクトル制御を行っているため、インバータ回路から検出するものは直流側に設置したシャント抵抗７３に流れる直流電流のみである。具体的には、図９に示す通り、前記シャント抵抗７３に発生する電圧を増幅回路７２で増幅し、直流電流検出値７ｂとしてマイコンのＡ／Ｄ変換器を用いて取り込む。また、インバータ回路のスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号７ａはドライブ回路７１を介してドライブ信号７１ａとしてインバータ回路に与えている。
【００９４】
ここで、図示してないが演算手段７０内には、第１及び第２の実施例で説明した電源回路の制御手段とモータ電流センサレス，位置センサレスベクトル制御手段が内蔵されており、お互いに内部値の情報交換が可能である。上記構成で電源回路は第１及び第２の実施例同様の動作を行う。
【００９５】
次に図１１，図１２を用いて本実施例の動作を説明する。第１及び第２の実施例では動的（過渡的）な動作で説明したが、本実施例では静的な動作で説明する。
【００９６】
図１１は、負荷に対する昇圧比ａと直流電圧Ｅｄを示したものである。本実施例は、図１０に示す通り、第１及び第２の実施例で説明した制御構成が一緒になった構成となっており、制限値ＥｄLim1と制限値ＥｄLim2の間で直流電圧が変化する動作となる。
【００９７】
例えば、負荷が負荷Ｌ１以下の軽負荷となると、昇圧比補正部５０Ｂが動作し、昇圧比ａが補正され（減少）、直流電圧は制限値ＥｄLim1に制御される。反対に、負荷が負荷Ｌ２以上の高負荷になると、昇圧比補正部５０Ｃが動作し、昇圧比ａが補正され（増加）、直流電圧は制限値ＥｄLim2に制御される。
【００９８】
図１２は、電源電圧に対する昇圧比ａと直流電圧Ｅｄを示したものであり、昇圧比ａと直流電圧Ｅｄの動きは、図１１と同様であるので説明は省略する。
【００９９】
ここで、図１３，図１４に電源電圧を一定として負荷を変化させた時の電源回路に流入する入力電流（リアクトル電流）と電源電圧の波形の実験結果を示す。
【０１００】
図１３は従来技術（昇圧比一定制御部５０Ａのみ）を用いた場合、図１４は本発明を用いた場合の実験結果である。図１３，図１４とも（ａ）は入力電流２Ａ、（ｂ）は入力電流１６Ａでの結果である。また、部分スイッチング動作でのスイッチングＯＦＦ期間も合わせて示している。
【０１０１】
この図より、従来技術では、負荷が変化しても昇圧比ａを調整（変更）しないので、スイッチングＯＦＦ期間もほぼ同一の時間間隔であり、負荷が増加するに従って、入力電流波形もひずみ率が大きな波形となっている。ここでは、図示しないが、図１３（ｂ）の電流波形では、高調波電流も増加する。
【０１０２】
これに対して、本発明を用いた入力電流波形は、図１４に示すように、スイッチングＯＦＦ期間が変化（約１５％減少）し、ひずみ率の少ない波形となっている。高調波電流値は図示しないが、図１４（ｂ）の波形は高調波電流値も減少する。
【０１０３】
図１５は本実施例の利用形態の一例として電源回路とインバータ回路及び制御回路を一体化したモジュールの概観図である。
【０１０４】
本モジュールは、ＩＧＢＴやダイオードなどのパワー系半導体を下部にベアチップ実装し、制御回路を上部の基板に配置した一体モジュールである。モジュール化することにより、本発明の適用が容易となり、コスト的にも安価なシステムが構築できる。
【０１０５】
ここで、本実施例は、ベクトル制御を用いたインバータ回路で説明したが、従来から広く使われている１２０度通制御形インバータ回路を用いても同様の効果が得られる。
【０１０６】
また、本実施例では、直流電圧を検出することにより、電源電圧及び負荷の状態（変化）を検出したが、負荷状態情報としては、例えば、モータ回転数，入力電流，直流電流，直流電圧，直流電力，直流電圧脈動幅，入力電力，トルク，インバータ回路の波高値比率及びインバータ通流率などの負荷の状態で変化する値なら良い。また、上記値を二つ以上併用しても良い。
【０１０７】
以上の通り、本発明を適用すると、電源電圧や負荷が変動しても運転を継続でき、通常時は最適な効率で動作させることができるシステムを構築できる。また、昇圧比及び制限値の設定を最適化すれば、高効率動作と同時に高調波電流の抑制も自動的に可能となる。
【実施例４】
【０１０８】
図１６，図１７を用いて本発明の第４の実施例を説明する。前述した実施例（１〜３）と同一符号は同一動作をするものであり説明は省略する。
【０１０９】
図１６は第３の実施例で説明したモータ駆動装置をインバータエアコンの圧縮機駆動用モータ駆動装置に適用した場合のインバータエアコンの外観図、図１７は昇圧比ａをインバータエアコンの負荷（回転数）に応じて変更した場合の動作説明図である。
【０１１０】
前述の実施例では、直流電圧が制限値以上もしくは以下になった時に、昇圧比ａを補正する内容について説明したが、更なる効率向上と高出力化の両立を図るためには、昇圧比ａの設定値自体もシステム（インバータエアコン）の負荷に応じて変更する必要がある。
【０１１１】
図１６は一例として、セパレート型のインバータエアコンの外観図を示しており、室外機６００と室内機４００で構成されている。室外機６００内には、モータと一体となった圧縮機３００や室外ファン１００及び圧縮機３００や室外ファン１００を駆動するモータ駆動装置２００が設置されている。
【０１１２】
本実施例では、図１７を用いて昇圧比ａをインバータエアコンの圧縮機駆動用モータの回転数の状態に応じて変更する方法を説明する。
【０１１３】
基本的には、前述の実施例同様昇圧比ａを固定でも良いのであるが、更なる効率向上やモータ制御の安定化及び高出力化を考慮して負荷の状態で昇圧比ａを変更する。
【０１１４】
図１７は横軸にモータ回転数、縦軸に昇圧比ａ及び直流電圧Ｅｄを示す。図１７に示す通り、モータの回転数が低い領域、言い換えると、負荷が軽い状態では昇圧比ａを下げて運転する。この場合、直流電圧を低く押さえることが出来るため、電源回路のスイッチング損失等が低下し、さらにインバータ回路及びモータの損失も低減でき、高効率動作が可能となる。
【０１１５】
但し、この場合、入力電流波形は高調波成分が増加し、電源力率も低下する。そのため、昇圧比ａの設定は、上記を考慮して設定する必要がある。
【０１１６】
モータの回転数（負荷）がさらに増加すると入力電流の高調波成分が規格値に入らなくなったり、力率が大きく低下する可能性がある。また、直流電圧Ｅｄも低下して行く。そこで、モータ回転数（負荷）が増加するに従って、昇圧比ａを増加させていけば、モータの回転数（負荷）に応じて常に高効率な運転が可能となる。
【０１１７】
本実施例では、モータ回転数に従って階段状に昇圧比ａを変更しているが、実動作ではヒステリシスを設ける必要がある（図示を省略した）。また、昇圧比ａの変更は、直線的に変更したり、ある関数を用いて変更しても良い。さらに、昇圧比ａを用いて回転数制御をすることも可能である。言い換えると、昇圧比ａを変更して直流電圧を可変としてモータの回転数制御をすることも可能である。
【０１１８】
ここで、負荷状態情報としては、例えば、モータ回転数，入力電流，直流電流，直流電圧，直流電力，直流電圧脈動幅，入力電力，トルク，インバータ回路の波高値比率及びインバータ通流率などの負荷の状態で変化する値なら良い。また、上記値を二つ以上併用しても良い。
【０１１９】
以上の通り、インバータエアコンの負荷に応じて設定する昇圧比ａを変更することにより、更なる効率向上と高出力化の両立が可能となり、（想定外の）電源変動や負荷変動があっても、システム停止を防止することができる。
【符号の説明】
【０１２０】
１ 交流電源
２ 整流回路
３ 昇圧チョッパ回路
４ 平滑コンデンサ
５，７ 制御回路
６ 負荷
８ インバータ回路
９ モータ
５０，７０ 演算手段
５０Ａ 昇圧比一定制御部
５０Ｂ，５０Ｃ，５０Ｄ 昇圧比補正部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記交流電源から流入する入力電流情報と、前記平滑回路の直流電圧情報を入力として前記通流率信号を出力し、前記入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、
前記通流率信号は、電源電圧の半周期の中心付近でスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅の信号となり、その期間が前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化することを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【請求項２】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記交流電源から流入する入力電流情報と、前記平滑回路の直流電圧情報を入力として前記通流率信号を出力し、前記入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、
前記通流率信号は、電源電圧の半周期の中心付近でスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅の信号となり、その期間が前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化すると同時に、前記直流電圧がある値以上、もしくは、別のある値以下にならないことを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【請求項３】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記交流電源から流入する入力電流情報と、前記平滑回路の直流電圧情報を入力として前記通流率信号を出力し、前記入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、
前記入力電流波形は、電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない波形となり、そのスイッチング動作が入らない期間が前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化することを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【請求項４】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記交流電源から流入する入力電流情報と、前記平滑回路の直流電圧情報を入力として前記通流率信号を出力し、前記入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、
前記入力電流波形は、電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない波形となり、そのスイッチング動作が入らない期間が前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化すると同時に、前記直流電圧がある値以上、もしくは、別のある値以下にならないことを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【請求項５】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記交流電源から流入する入力電流情報と、前記平滑回路の直流電圧情報を入力として前記通流率信号を出力し、前記入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、
前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方が変化すると、前記直流電圧が変化する領域と、前記直流電圧が所定値に制御される領域が存在し、前記通流率信号は、電源電圧の半周期の中心付近でスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅となる信号であり、前記直流電圧が所定値に制御されている時に、前記通流率信号のスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅となる期間が変化することを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【請求項６】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方が変化すると、前記直流電圧が変化する領域と、前記直流電圧が所定値に制御される領域が存在し、前記電流波形は電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない波形となり、前記直流電圧が所定値に制御されている時に、前記電流波形は電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない期間が変化することを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【請求項１】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記交流電源から流入する入力電流情報と、前記平滑回路の直流電圧情報を入力として前記通流率信号を出力し、前記入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、
前記通流率信号は、電源電圧の半周期の中心付近でスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅の信号となり、その期間が前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化することを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【請求項２】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記交流電源から流入する入力電流情報と、前記平滑回路の直流電圧情報を入力として前記通流率信号を出力し、前記入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、
前記通流率信号は、電源電圧の半周期の中心付近でスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅の信号となり、その期間が前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化すると同時に、前記直流電圧がある値以上、もしくは、別のある値以下にならないことを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【請求項３】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記交流電源から流入する入力電流情報と、前記平滑回路の直流電圧情報を入力として前記通流率信号を出力し、前記入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、
前記入力電流波形は、電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない波形となり、そのスイッチング動作が入らない期間が前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化することを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【請求項４】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記交流電源から流入する入力電流情報と、前記平滑回路の直流電圧情報を入力として前記通流率信号を出力し、前記入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、
前記入力電流波形は、電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない波形となり、そのスイッチング動作が入らない期間が前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方に応じて変化すると同時に、前記直流電圧がある値以上、もしくは、別のある値以下にならないことを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【請求項５】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記交流電源から流入する入力電流情報と、前記平滑回路の直流電圧情報を入力として前記通流率信号を出力し、前記入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、
前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方が変化すると、前記直流電圧が変化する領域と、前記直流電圧が所定値に制御される領域が存在し、前記通流率信号は、電源電圧の半周期の中心付近でスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅となる信号であり、前記直流電圧が所定値に制御されている時に、前記通流率信号のスイッチング動作を停止、もしくは、最少パルス幅となる期間が変化することを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【請求項６】
交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路からなる電源回路であって、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源装置もしくはその制御回路において、
前記電源電圧の大きさ、もしくは、前記負荷の大きさの少なくとも一方が変化すると、前記直流電圧が変化する領域と、前記直流電圧が所定値に制御される領域が存在し、前記電流波形は電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない波形となり、前記直流電圧が所定値に制御されている時に、前記電流波形は電流波形のピーク付近でスイッチング動作が入らない期間が変化することを特徴とする電源装置もしくはその制御回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公開番号】特開２０１０−１２４６９０（Ｐ２０１０−１２４６９０Ａ）
【公開日】平成２２年６月３日（２０１０．６．３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−４８５６５（Ｐ２０１０−４８５６５）
【出願日】平成２２年３月５日（２０１０．３．５）
【分割の表示】特願２００８−４７０２９（Ｐ２００８−４７０２９）の分割
【原出願日】平成２０年２月２８日（２００８．２．２８）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【出願人】（３９９０４８９１７）日立アプライアンス株式会社 (3,043)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年６月３日（２０１０．６．３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月５日（２０１０．３．５）
【分割の表示】特願２００８−４７０２９（Ｐ２００８−４７０２９）の分割
【原出願日】平成２０年２月２８日（２００８．２．２８）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【出願人】（３９９０４８９１７）日立アプライアンス株式会社 (3,043)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]