モータ制御システム
【課題】１つのコンバータの出力電圧で複数のモータを駆動するモータ制御システムにおいて、各モータに対応して行われるフィードバック制御同士の干渉を防止してシステム電圧の可変制御を安定して滑らかに行えるようにする。
【解決手段】モータ制御システムは、コンバータと、２つのインバータと、２つの交流モータと、制御部とを備える。制御部は、少なくとも一方のモータついて、モータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御されるようにシステム電圧を電流位相のフィードバック制御により可変するにあたり、電流ベクトルからそれぞれ求めたシステム電圧偏差が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択する（Ｓ２０〜Ｓ２８）。
【解決手段】モータ制御システムは、コンバータと、２つのインバータと、２つの交流モータと、制御部とを備える。制御部は、少なくとも一方のモータついて、モータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御されるようにシステム電圧を電流位相のフィードバック制御により可変するにあたり、電流ベクトルからそれぞれ求めたシステム電圧偏差が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択する（Ｓ２０〜Ｓ２８）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御システムに係り、特に、コンバータで昇圧された直流電圧をインバータで交流電圧に変換して印加することにより交流モータを駆動制御するモータ制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、バッテリからの電力により駆動されて動力を出力する電動機を走行用動力源として備えた電気自動車が知られている。上記電動機には、三相同期型交流モータが用いられることがある。この三相同期型交流モータは、電源から供給される直流電圧をインバータによって三相交流電圧に変換して印加されることによって駆動される。
【０００３】
また、上記電気自動車では、バッテリから供給される直流電圧をそのままインバータへ供給するのではなく、昇降圧コンバータで所定の指令値まで昇圧してから上記インバータへ入力することがある。このように昇降圧コンバータで昇圧してシステム電圧ＶＨを高くすることで、交流モータに関してより高トルク高回転での駆動が可能になるという利点がある。
【０００４】
上記三相交流モータの制御方式として、正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御、過変調制御および矩形波制御が周知である。これらの制御方式が車両の運転条件や後述する変調率等に応じて選択的に切り替えられて用いられることが広く行われている。
【０００５】
例えば、特許文献１（特開２００６−３１１７６８号公報）には、インバータへの入力電圧を可変制御可能なモータ制御システムにおいて、特定の制御方式における変調率を目標値に維持することが開示されている。このモータ制御システムでは、インバータ（１４）が、ＰＷＭ制御ブロック（２００）によるトルク制御に従って、システム電圧ＶＨを交流電圧に変換して交流モータ（Ｍ１）へ印加する。変調率目標値設定部（３１０）は、変調率が固定されないインバータ（１４）での特定の制御方式において、システム全体での損失が低減されるような変調率を変調率目標値（Ｋｍｄ♯）として設定する。変調率演算部（３３０）は、インバータ（１４）への入力電圧すなわちシステム電圧（ＶＨ）に対するモータ必要電圧の振幅（Ｖａｍｐ）の比を演算して実際の変調率（Ｋｍｄ）を求める。電圧指令値発生部（３４０）は、実際の変調率（Ｋｍｄ）および変調率目標値（Ｋｍｄ♯）の比較に基づき、システム電圧（ＶＨ）の電圧指令値（ＶＨ♯）を生成する。コンバータ（１２）は、電圧指令値（ＶＨ♯）に基づきシステム電圧（ＶＨ）を可変制御するというものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−３１１７６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記特許文献１のモータ制御システムのように、コンバータ、インバータおよび交流モータを含むモータ制御システムでは、コンバータによる昇圧電圧を低くして所謂１パルス制御の矩形波制御で交流モータを動作させることがコンバータおよびインバータでのスイッチング損失を低減するのに有利であるが、矩形波制御は弱め界磁制御の下での電圧位相制御であるため弱め界磁電流が増加するとモータ損失が増加することになる。逆に、コンバータによる昇圧電圧を高くして正弦波ＰＷＭ制御で交流モータを動作させるとモータ損失は低減できるが、スイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失により、コンバータおよびインバータでの損失が増加することになる。したがって、交流モータを含むシステム全体の損失を最小にできるのは、矩形波制御で且つモータ電流の電流ベクトルが最大トルクを出力する最適電流進角ライン上か又はその近傍にあるときである。
【０００８】
このようにモータ電流の電流位相が最適電流進角ライン上か又はその近傍の矩形波制御モードで交流モータの動作を制御しようとするとき、矩形波制御における変調率が一定（例えば０．７８）となるため、上記特許文献１に記載のように変調率を目標としてシステム電圧を可変制御することができない。
【０００９】
また、１つのコンバータに複数の交流モータがそれぞれインバータを介して並列接続されているシステムにおいて上記のようなシステム電圧の可変制御を適用する場合、それぞれのモータの回転数、指令トルクは通常異なるため、個々のモータの損失が最小となるシステム電圧は一般に異なる。そのため、交流モータを流れるモータ電流の電流ベクトルや変調率をフィードバックして損失最小となるようにシステム電圧を可変制御するシステムでは、いずれか１つのモータを選択し、そのモータの損失が最小となるようにフィードバック制御を行う必要がある。
【００１０】
しかし、個々のモータに対応して電流ベクトル等のフィードバックループがそれぞれ設けられている場合においてモータおよびフィードバック制御偏差の選択が適切に行われないと、上記複数のフィードバック制御同士が互いに干渉することによりシステム電圧の可変制御が不安定になったり、システム電圧に段差ができて滑らかな可変制御が行えないことがある。
【００１１】
本発明の目的は、１つのコンバータの出力電圧で複数のモータを駆動するモータ制御システムにおいて、各モータに対応して行われるフィードバック制御同士の干渉を防止してシステム電圧の可変制御を安定して滑らかに行えるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係るモータ制御システムは、電源から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧可能なコンバータと、前記コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換する第１および第２インバータと、前記第１および第２インバータから交流電圧がそれぞれ印加されて駆動される第１および第２モータと、入力または生成されるトルク指令値に応じて前記コンバータならびに前記第１および第２インバータを作動制御することにより前記第１および第２モータを正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で駆動可能な制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１および第２モータの少なくとも一方について、モータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御されるようにシステム電圧を前記電流位相のフィードバック制御により可変するにあたり、前記電流ベクトルからそれぞれ求めたシステム電圧偏差が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択するものである。
【００１３】
本発明に係るモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記各モータが必要とする第１および第２必要システム電圧値を比較して一方をシステム電圧指令ベース値として選択し、前記システム電圧指令ベース値に前記電流位相のフィードバック制御で得たシステム電圧補正値を加算して前記システム電圧指令値を生成するのが好ましい。
【００１４】
また、本発明に係るモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記電流ベクトルの電流位相に代えて、前記モータに印加されるモータ電圧の電圧位相をフィードバック制御してもよい。
【発明の効果】
【００１５】
本発明に係るモータ制御システムによれば、第１および第２モータの少なくとも一方について、モータ電流の電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御されるようにシステム電圧を電流位相フィードバック制御により可変するにあたり、電流ベクトルからそれぞれ求めたシステム電圧偏差が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択するので、個々のモータに対応するフィードバック制御同士が干渉してシステム電圧の可変制御が不安定になることがなく、かつ、システム電圧の可変制御を滑らかなものとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】モータ制御システムの全体構成を概略的に示す図である。
【図２】モータ制御システムにおけるコンバータ、１つのインバータ、および１つの交流モータを詳細に示す図である。
【図３】正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の電圧波形と変調率を示す図である。
【図４】モータの運転条件をトルクおよび回転数で規定するマップを示す図である。
【図５】ｄ軸ｑ軸平面上において正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のモータ電流の電流位相を示す図である。
【図６】（ａ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとシステム損失との関係を示すグラフ、（ｂ）は３制御モードにおけるシステム電圧と変調率との関係を示すグラフ、（ｃ）は３制御モードにおけるシステム電圧とモータ電流値との関係を示すグラフである。
【図７】制御部を示すブロック図である。
【図８】図７におけるシステム電圧指令生成部によって参照されるマップを示す図である。
【図９】図７における電流位相フィードバック部の一例を示すブロック図である。
【図１０】システム電圧が補正されることにより制御方式切替ラインが変位する様子を示す、図４と同様の図である。
【図１１】制御部においてモータ電流の電流位相のフィードバック制御によってシステム電圧指令値が生成される処理手順を示すフローチャートである。
【図１２】電流位相フィードバック部に代わる電圧位相フィードバック部を含む制御部を示す、図７と同様のブロック図である。
【図１３】図１２における電圧位相フィードバック部の一例を示すブロック図である。
【図１４】制御部において交流モータに印加される交流電圧の電圧位相のフィードバック制御によってシステム電圧指令値が生成される処理手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下に、本発明に係る実施の形態（以下、実施形態という）について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。また、以下において複数の実施形態や変形例などが含まれる場合、それらの特徴部分を適宜に組み合わせて用いることは当初から想定されている。
【００１８】
図１は、一実施形態であるモータ制御システム１０の全体構成を示す図である。モータ制御システム１０は、モータを走行用動力源として搭載するハイブリッド自動車や電気自動車等に好適に用いることができる。
【００１９】
モータ制御システム１０は、直流電源であるバッテリ１１と、バッテリ１１に接続されるコンバータ２０と、コンバータに対して並列に接続されるインバータ２２１，２２２（第１および第２インバータ）と、インバータ２２１，２２２にそれぞれ接続される交流モータＭ１，Ｍ２（第１および第２交流モータ）と、コンバータ２０およびインバータ２２１，２２２を作動制御する制御部２６とを備える。
【００２０】
バッテリ１１とコンバータ２０との間には、平滑コンデンサ１６が接続されている。また、コンバータ２０とインバータ２２１，２２２との間には、平滑コンデンサ１８が接続されている。
【００２１】
図２は、モータ制御システム１０におけるコンバータ２０、１つのインバータ２２１、および１つの交流モータＭ１を詳細に示す図である。図２（図７，１２についても同様）では、簡略化のために、もう１つのインバータ２２２及びもう１つの交流モータＭ２の図示が省略されている。上記インバータ２２２および交流モータＭ２の構成、動作、制御等は、図２〜１０を参照して説明するインバータ２２１および交流モータＭ１の構成等と同様である。
【００２２】
図２に示すように、交流モータＭ１は、例えばハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、例えば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００２３】
バッテリ１１は、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。あるいは、二次電池以外に、化学反応を伴わないキャパシタや、燃料電池が電源装置として用いられてもよい。電圧センサ１２は、バッテリ１１から出力される直流電圧またはバッテリ電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御部２６へ出力する。また、バッテリ１１には温度センサ２８が設けられている。温度センサ２８によって検出されたバッテリ温度Ｔｂは、制御部２６へ出力される。
【００２４】
バッテリ１１の正極端子に接続される電力線３０には、システムメインリレーＳＭＲ１が設けられている。また、バッテリ１１の負極端子に接続されるアース線３２には、システムメインリレーＳＭＲ２が設けられている。システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からの信号ＳＥによりオン・オフされる。より具体的には、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御部２６からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。
【００２５】
コンバータ２０は、リアクトルＬと、電力用半導体スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｅ１およびＥ２は、電力線３０およびアース線３２の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｅ１およびＥ２のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２によって制御される。
【００２６】
電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」という）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を好適に用いることができる。スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。
【００２７】
リアクトルＬは、スイッチング素子Ｅ１およびＥ２の接続ノードと電力線３０の間に接続される。また、平滑コンデンサ１６は、電力線３０およびアース線３２の間に接続される。平滑コンデンサ１６は、バッテリ電圧Ｖｂを平滑化してインバータ２２１へ供給する機能を有する。
【００２８】
インバータ２２１は、電力線３０およびアース線３２の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム３４と、Ｖ相アーム３６と、Ｗ相アーム３８とからなる。各相アーム３４〜３８は、正極側の電力線３１とアース線３２との間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。例えば、Ｕ相アーム３４はスイッチング素子Ｅ３，Ｅ４からなり、Ｖ相アーム３６はスイッチング素子Ｅ５，Ｅ６からなり、Ｗ相アーム３８はスイッチング素子Ｅ７，Ｅ８からなる。また、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２９】
各相アーム３４〜３８の中間点は、交流モータＭ１の各相コイルに接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、三相同期型の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの各一端が中性点３９に共通接続され、各相コイルの他端が各相アーム３４〜３８のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００３０】
コンバータ２０は、昇圧動作時には、バッテリ１１から供給された直流電圧を昇圧した直流電圧（インバータ２２１，２２２への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧ＶＨ」という）をインバータ２２１，２２２へ供給する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のオン期間およびＥ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。
【００３１】
コンバータ２０は、バッテリ１１から供給された例えば３００Ｖの直流電圧を最大で例
えば６５０Ｖの昇圧上限電圧まで昇圧可能である。ただし、この昇圧上限電圧は、固定値ではなく、例えば車両の要求等に応じて可変であってもよく、例えば、ドライバーのスイッチ操作によってエコモードが選択されたとき、制御部２６にＥＣＯ信号が入力されることによってコンバータ２０の昇圧上限値が例えば４００Ｖに制限されてもよい。
【００３２】
また、コンバータ２０は、降圧動作時には、平滑コンデンサ１８を介してインバータ２２１から供給された直流電圧を降圧してバッテリ１１を充電する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
【００３３】
平滑コンデンサ１８は、コンバータ２０からの直流電圧を平滑化してインバータ２２１へ供給する機能を有する。電圧センサ１４は、平滑コンデンサ１８の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値ＶＨを制御部２６へ出力する。
【００３４】
インバータ２２１は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が正（Ｔｑ＊＞０）の場合には、平滑コンデンサ１８から直流電圧が供給されると制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ２２１は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が零の場合（Ｔｑ＊＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｑ＊によって指定された正または零のトルクを発生するように駆動される。
【００３５】
また、モータ制御システム１０が搭載された車両の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊は負に設定される（Ｔｑ＊＜０）。この場合には、インバータ２２１は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサ１８を介してコンバータ２０へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３６】
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御部２６へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図２に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（例えば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００３７】
交流モータＭ１には、例えばレゾルバ等の回転角センサ４０が設けられている。回転角センサ４０は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御部２６へ送出する。制御部２６では、ロータ回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数Ｎ１や回転速度ω１を算出する。
【００３８】
制御部２６は、外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたトルク指令値Ｔｑ＊、電圧センサ１２によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１４によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ４０からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｑ＊に従ったトルクを出力するように、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成してコンバータ２０およびインバータ２２１の動作を制御する。
【００３９】
なお、上記では外部ＥＣＵから制御部２６にトルク指令値Ｔｑ＊が入力されるものとして説明するが、これに限定されるものではなく、例えば、制御部２６が、車両のアクセル開度、車速等の入力に基づいてトルク指令値Ｔｑ＊を生成してもよい。
【００４０】
コンバータ２０の昇圧動作時には、制御部２６は、平滑コンデンサ１８の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、コンバータ２０の出力電圧ＶＨがシステム電圧指令値ＶＨ＊となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００４１】
また、制御部２６は、車両が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ２２１へ出力する。これにより、インバータ２２１は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ２０へ供給する。
【００４２】
さらに、制御部２６は、車両が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、インバータ２２１から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ２０へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、降圧された直流電圧に変換されてバッテリ１１に充電される。
【００４３】
次に、制御部２６によって制御される、インバータ２２１における電力変換について詳細に説明する。本実施形態のモータ制御システム１０では、インバータ２２１における電力変換について図３に示す３つの制御方式（または制御モード）を切替えて使用する。
【００４４】
正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一制御周期内でその基本波成分が正弦波状交流電圧（モータ必要電圧）となるようにデューティ比が制御される。周知のように、一般的な正弦波ＰＷＭ制御方式では、システム電圧ＶＨに対するモータ必要電圧の振幅の比として定義される変調率Ｋｍｄを０．６１まで高めることができる。ただし、２相変調方式または３次高調波重畳制御による正弦波ＰＷＭ制御の場合には、変調率Ｋｍｄを０．７０まで高められることが知られている。
【００４５】
一方、矩形波制御方式では、上記一制御周期内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータＭ１に印加する。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。これにより、変調率Ｋｍｄは０．７８まで高められる。
【００４６】
過変調制御方式は、上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様に正弦波状の電圧指令値と搬送波との電圧比較に従ってＰＷＭ制御を行なうものであるが、この場合、電圧指令値が搬送波よりも大きくなる領域で比較的大きなデューティ比の矩形パルスが生成される結果として略正弦波状をなす基本波成分の振幅を拡張することができ、これにより変調率Ｋｍｄを０．６１〜０．７８の範囲で高めることができる。
【００４７】
本実施形態のモータ制御システム１０では、コンバータ２０を昇圧動作させることなくバッテリ電圧Ｖｂをシステム電圧ＶＨとしてインバータ２２１に供給するか又はバッテリ電圧Ｖｂを昇圧してインバータ２２１に供給することによって、交流モータＭ１を上記３つの制御方式のいずれかで駆動することができる。図４は、上記３つの制御方式の適用例を示すマップである。このマップでは、横軸にモータ回転数が、縦軸にモータ出力トルクがとられている。図４に示すように、低回転数域から中回転数域にかけては正弦波ＰＷＭ制御が適用され、中回転領域から高回転領域にかけては過変調制御が適用され、より高回転領域では矩形波制御が適用されるようになっている。
【００４８】
制御部２６は、３つの制御方式から次のようにして制御方式を選択する。図示しない外部ＥＣＵにおいてアクセル開度等に基づく車両要求出力から交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が算出されて入力されるのを受けて、制御部２６は、予め設定された図４に示すようなマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊およびモータ回転数Ｎからモータ必要電圧を算出する。
【００４９】
そして、制御部２６は、このモータ必要電圧とバッテリ電圧Ｖｂとの関係に従って、弱め界磁制御（矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調制御方式）のいずれかを適用してモータ制御を行なうかを選択する。最大トルク制御適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調制御方式のどちらを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて選択する。すなわち、０＜変調率≦０．６１で正弦波ＰＷＭ制御が、０．６１＜変調率＜０．７８で過変調制御が選択される。また、変調率≦０．７８では矩形波制御が選択される。
【００５０】
上記のように矩形波制御では変調率Ｋｍｄが０．７８で一定になるため、バッテリ電圧Ｖｂをそのままシステム電圧ＶＨとして用いて実行される矩形波制御によって得られる出力トルクおよび回転数には限界がある。そのためバッテリ電圧Ｖｂではトルク指令値に見合った出力トルクを出せなくなったときに、コンバータ２０による昇圧動作を開始してシステム電圧ＶＨを高くするよう制御される。ただし、コンバータ２０には、コンバータ２０およびインバータ２２１を構成するスイッチング素子等の耐圧性能に起因する昇圧上限値（または昇圧最大値）が存在する。したがって、システム電圧ＶＨが昇圧上限値にまで達すると、その状態を維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用されることになる。
【００５１】
図５は、ｄ軸ｑ軸平面上において正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のモータ電流の電流位相を示すグラフである。このグラフでは、横軸にｄ軸電流ｉｄが、縦軸にｑ軸電流ｉｑがとられている。そして、最適電流進角ラインが破線で示されている。この最適電流進角ラインは、交流モータＭ１での損失が最小となる最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔの点を連ねて描かれるラインであり、予め実験、シミュレーション等によって得られたものを記憶させておくことができる。なお、「電流位相」は、正確には、ｄ軸（横軸）とｑ軸（縦軸）の交点を基点とし且つ（ｉｄ，ｉｑ）の座標点を先端位置とする電流ベクトルがｄ軸又はｑ軸に対してなす角度として表されるものであるが、本明細書では便宜的に電流ベクトルの先端位置が電流位相に対応するものとして説明をする。
【００５２】
図５に示すように、交流モータＭ１を正弦波ＰＷＭ制御および過変調制御によって駆動するとき、モータ電流の電流位相が最適電流進角ライン上に一致する電流位相となるようにインバータ２２１によるモータ電流制御が行われる。これに対し、矩形波制御では、弱め界磁制御を行うために界磁電流であるｄ軸電流ｉｄの絶対値が増加することから、零点位置を基点とする電流ベクトルの先端位置すなわち電流位相が最適電流進角ラインから図中左側（または進角側）に離れることになってモータ損失が増加する。その様子を、図６を参照して次に説明する。
【００５３】
図６（ａ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとシステム損失との関係を示すグラフ、同（ｂ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨと変調率Ｋｍｄとの関係を示すグラフ、同（ｃ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとモータ電流位相との関係を示すグラフである。
【００５４】
図６（ａ）を参照すると、コンバータ２０による昇圧電圧を低くして所謂１パルス制御の矩形波制御で交流モータＭ１を動作させることがコンバータ２０およびインバータ２２１でのスイッチング損失を低減してシステム全体の損失を最小にするのに有利である。しかし、矩形波制御は上記のように弱め界磁制御の下での電圧位相制御であるため弱め界磁電流が増加するほどにモータ損失が増加し、それに伴ってシステム全体の損失も大きくなる。
【００５５】
逆に、コンバータ２０による昇圧電圧を高くして正弦波ＰＷＭ制御で交流モータＭ１を動作させるとモータ損失は低減できるが、スイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失により、コンバータおよびインバータでの損失が増加することになる。したがって、交流モータＭ１を含むシステム全体の損失を最小にできるのは、矩形波制御で且つモータ電流の電流ベクトルが最大トルクを出力する最適電流進角ライン上か又はその近傍にあるときである。以下、このような最適電流進角ライン上か又はその近傍の電流位相を最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔという。また、図５および図６（ａ）において、このような最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔでの矩形波制御による交流モータＭ１の動作点が符号４２で示されている。
【００５６】
このようにモータ電流が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで且つ矩形波制御にて交流モータＭ１の動作を制御しようとするとき、図６（ｂ），（ｃ）に示すように、矩形波制御における変調率Ｋｍｄが一定（０．７８）となるため、変調率Ｋｍｄのフィードバック制御によってシステム電圧ＶＨを最適に可変制御することができない。
【００５７】
そこで、本実施形態のモータ制御システム１０において、制御部２６は、交流モータＭ１を流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）のフィードバック制御によってシステム電圧指令値ＶＨ＊を補正することにより、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔでの矩形波制御を積極的に活用することとした。次に、図７を参照して、制御部２６における電流位相のフィードバック制御によるシステム電圧指令値の補正制御について説明する。
【００５８】
図７は、制御部２６における矩形波制御および電流位相フィードバック制御に関わる制御構成を示すブロック図である。図７に示す制御構成は、制御部２６によって実行される所定プログラムに従った制御演算処理によって実現されるが、その一部または全部がハードウェア要素によって実現されてもよい。
【００５９】
制御部２６は、３相２相変換部５０、トルク推定部５２、減算部５３、トルクフィードバック部５４、システム電圧指令生成部５６、電流位相フィードバック部５８、および、システム電圧フィードバック部６０を含む。
【００６０】
３相２相変換部５０は、交流モータＭ１に流れる３相モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ロータ回転角θを用いた座標変換によって、ｄ軸ｑ軸の２相電流ｉｄ，ｉｑに変換して出力する機能を有する。具体的には、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗからＵ相電流ｉｕ（＝−（ｉｖ＋ｉｗ））を算出し、これらｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づき、回転角センサ４０によって検出される回転角θに応じて、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを生成して出力する。
【００６１】
トルク推定部５２は、予め計測したトルクと電流の関係をマップとして持っており、３相２相変換部５０から入力されるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに基づき上記マップを参照することによって実際トルクＴｑを導出する。
【００６２】
減算部５３は、外部ＥＣＵから入力されたトルク指令Ｔｑ＊と、上記のように導出された実際トルクＴｑとの比較によりトルク偏差ΔＴｑを生成して、トルクフィードバック部５４へ入力する。
【００６３】
トルクフィードバック部５４は、トルク偏差ΔＴｑについて所定の比例ゲインＧｐおよび積分ゲインＧｉによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相Φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｑ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。なお、本実施形態ではトルク偏差ΔＴｑを解消するために比例積分制御を実行するものとして説明するが、これに限定されるものではなく、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）を行ってもよい。
【００６４】
さらに、トルクフィードバック部５４は、上記電圧位相Φｖに従って２相電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を求め、これらの２相電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、上記回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって３相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換し、そして、これらの３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。その結果、インバータ２２１がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相Φｖに従った交流電圧がモータＭ１の各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとして印加される。
【００６５】
システム電圧指令生成部５６は、外部ＥＣＵから入力されるトルク指令値Ｔｑ＊、および、上記回転角θから算出されたモータ回転数Ｎに基づき、予め設定されたテーブルまたはマップ等を参照して、システム電圧指令値ＶＨ＊を生成して出力する。
【００６６】
図８に、システム電圧指令値ＶＨ＊を求める際に参照されるマップの例を示す。このマップは、図４に示すマップと同様に横軸にモータ回転数Ｎ、縦軸にトルクＴｑが取ってあり、このマップ内のモータ動作領域が代表的なシステム電圧ＶＨである３００Ｖ、４００Ｖ、５００Ｖ、および、６００Ｖに対応する４本の細い実線４３〜４６によって区画されており、図中最も右側に位置する太い実線の外形線４７が最大昇圧電圧６５０Ｖに対応する。ここで３００Ｖのライン４３によって区画される略扇状の領域Ｂがバッテリ電圧Ｖｂを昇圧することなくシステム電圧ＶＨとして用いて交流モータＭ１を駆動することできる動作領域である。ただし、より詳細には、各ライン４３〜４７間に所定の電圧幅（例えば２０Ｖ）ごとに昇圧ラインが規定されており、トルク指令値Ｔｑ＊と回転数Ｎとによって特定される動作点に応じてシステム電圧指令値ＶＨ＊が上記所定電圧幅ごとに設定されるようになっている。
【００６７】
図７を再び参照すると、システム電圧フィードバック部６０は、入力されるシステム電圧指令値ＶＨ＊にまでバッテリ電圧Ｖｂを昇圧するようスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成してコンバータ２０へ出力する。この制御信号を受けてスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２がオン・オフ制御されることによって、電圧指令値ＶＨ＊に応じたシステム電圧ＶＨがコンバータ２０から平滑コンデンサ１８を介してインバータ２２１へ供給される。
【００６８】
コンバータ２０の出力電圧であるシステム電圧ＶＨは、電圧センサ１４によって検出されて、システム電圧フィードバック部６０へ入力される。これにより、閉じた制御ループが構成され、システム電圧ＶＨのフィードバック制御が行われる。具体的には、システム電圧指令値ＶＨ＊と、電圧センサ１４によって検出されるシステム電圧ＶＨとの偏差が解消されるように制御操作量（具体的には、コンバータ２０のスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２のデューティ比）が例えばＰＩ演算されてフィードバック制御される。
【００６９】
電流位相フィードバック部５８は、上記３相２相変換部５０によって生成されたモータ実電流である電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を受け取り、それに応じてシステム電圧補正値Ｃｖｈを出力する機能を有する。具体的には、図９に示すように、電流位相フィードバック部５８は、ＶＨ偏差生成部６２とＰＩ制御部６４とを含む。
【００７０】
ＶＨ偏差生成部６２は、交流モータＭ１に流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を、トルクを変えることなく（すなわち等トルク線上で）、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するのに必要なシステム電圧偏差ΔＶＨを生成するものであり、そのために参照されるマップが制御部２６に予め記憶されている。図９では、実際の電流位相を符号４２で示す最適電流位相へ変更するために必要とされるシステム電圧偏差ΔＶＨが＋６０ボルトである例が示されている。
【００７１】
なお、このシステム電圧偏差ΔＶＨは、最適電流進角ラインよりも遅角側に実際の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）があって、それを最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するときには、負の値（すなわちシステム電圧ＶＨの降圧する方）に設定される。
【００７２】
ＰＩ制御部６４は、ＶＨ偏差生成部６２によって生成されたシステム電圧偏差ΔＶＨを解消にするための比例積分制御を実行する。具体的には、ＰＩ制御部６４は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインによるＰＩ演算を行ってシステム電圧補正値Ｃｖｈを求める。そして、図７に示すように、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを、システム電圧指令生成部５６によって生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に対して、加算部５９にて加算して補正後システム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）を生成する。このようなシステム電圧指令値ＶＨ＊の補正が電流位相フィードバック部５８を含む閉じた制御ループにて繰り返し実行されることによって、交流モータＭ１の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで矩形波制御される状態に正確かつ迅速に移行できる。
【００７３】
なお、交流モータＭ１の制御方式が切り替わった後、所定時間は、システム電圧ＶＨの補正値Ｃｖｈを変更しないようにするのが好ましい。また、コンバータ２０による昇圧動作開始後、所定時間は、システム電圧ＶＨの補正を行わないこととしてもよい。これらは、制御モードの切替わりのハンチングを防止するのに有効である。
【００７４】
図１０に、上記のようにシステム電圧ＶＨが補正される様子を回転数トルクマップ上にて示す。例えば、図１０の上図に示すように、コンバータ２０が非昇圧作動時においてバッテリ電圧Ｖｂがそのままシステム電圧ＶＨとしてインバータ２２１に供給されている状態において、交流モータＭ１の現在の過変調制御領域Ａ２中の動作点Ｘ１が過変調矩形波切替ライン７０を大きく超えて矩形波制御領域Ａ３の動作点Ｘ２へ移行しようとするときを考える。この変更後の動作点Ｘ２は、コンバータ２０による昇圧を行わなくても矩形波制御により駆動可能な動作点である。なお、ここで変更前の動作点Ｘ１が過変調制御領域Ａ２内の動作点であるものとして例示するが、動作点Ｘ１が正弦波ＰＷＭ領域Ａ１にある場合も同様である。
【００７５】
このような場合、本実施形態のモータ制御システム１０では、コンバータ２０による昇圧動作を開始してシステム電圧ＶＨを上記のように補正することで高く設定し、図１０中の下図に示すように、過変調矩形波切替ライン７０を高回転側（すなわち図中の右側）にシフトさせる。これにより、動作点Ｘ２は、過変調矩形波切替ライン７０近傍で且つ矩形波制御領域Ａ３中の動作点となる。
【００７６】
これとは逆に、コンバータ２０が昇圧動作中であって、交流モータＭ１の動作点が矩形波制御領域Ａ３から過変矩形波調切替ライン７０を超えて過変調領域Ａ２または正弦波ＰＷＭ領域Ａ１へ移行しようとするときには、上記のようなシステム電圧ＶＨの補正によってシステム電圧ＶＨが低く設定される。すなわち、コンバータ２０による昇圧電圧が低くなる。これにより、過変調矩形波切替ライン７０が低回転側（すなわち図中の左側）にシフトして、やはり、過変調矩形波切替ライン７０近傍で且つ矩形波制御領域Ａ３中の動作点となる。なお、この場合、補正後のシステム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）がバッテリ電圧Ｖｂより低くなるとき、コンバータ２０は昇圧動作を停止し、バッテリ電圧Ｖｂをシステム電圧ＶＨとする過変調制御または正弦波ＰＷＭ制御が実行されることになる。
【００７７】
上述したようなモータ電流の電流位相のフィードバック制御によるシステム電圧ＶＨの可変制御を実行することにより、コンバータ２０による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで交流モータＭ１を矩形波制御にて駆動することができる。これにより、モータ制御システム１０において交流モータＭ１について着目したとき、コンバータ２０、インバータ２２１および交流モータＭ１を含むシステム系統の損失を効果的に低減または最小化できる。
【００７８】
上記のようなモータ電流の電流位相フィードバック制御によるシステム電圧の可変制御を交流モータＭ２についても適用すれば、コンバータ２０、インバータ２２２および交流モータＭ２を含むシステム系統についても同様に損失低減を図れる。
【００７９】
しかし、１つのコンバータ２０に２つの交流モータＭ１，Ｍ２がそれぞれインバータ２２１，２２２を介して並列接続されているモータ制御システム１０において上記のようなシステム電圧の可変制御を適用する場合、それぞれの交流モータＭ１，Ｍ２の回転数、トルク指令は通常異なるため、個々の交流モータＭ１，Ｍ２の損失が最小となるシステム電圧ＶＨは一般に異なる。そのため、交流モータＭ１，Ｍ２を流れるモータ電流の電流位相をフィードバックして損失最小となるようにシステム電圧ＶＨを可変制御するには、いずれか１つの交流モータＭ１，Ｍ２を選択し、そのモータの損失が最小となるようにフィードバック制御を行う必要がある。
【００８０】
その場合に、モータおよびフィードバック制御偏差の選択が適切に行われないと、２つのモータＭ１，Ｍ２のフィードバック制御同士が互いに干渉することによりシステム電圧ＶＨの可変制御が不安定になったり、システム電圧ＶＨに段差ができて滑らかな可変制御が行えないことがある。
【００８１】
そこで、本実施形態のモータ制御システム１０は、電流ベクトルからそれぞれ求めたシステム電圧偏差が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択することとした。次に、その選択制御について説明する。
【００８２】
図１１は、制御部２６においてモータ電流の電流位相のフィードバック制御によってシステム電圧指令値が生成される処理手順を示すフローチャートである。
【００８３】
まず、制御部２６は、交流モータＭ１，Ｍ２がそれぞれ必要とするシステム電圧である第１および第２必要システム電圧ＶＨ１，ＶＨ２を取得する（ステップＳ１０）。制御部２６は、交流モータＭ１，Ｍ２にそれぞれ対応する図８に示すような第１マップおよび第２マップを記憶しており、交流モータＭ１に対するトルク指令値Ｔｑ１＊と回転数Ｎ１とに基づき第１マップを参照して第１必要システム電圧ＶＨ１を求め、交流モータＭ２に対するトルク指令値Ｔｑ２＊と回転数Ｎ２とに基づき第２マップを参照して第２必要システム電圧ＶＨ２を求める。なお、交流モータＭ１，Ｍ２が同一の仕様および規格のモータであれば、第１マップと第２マップとは共通であってもよい。
【００８４】
続いて、制御部２６は、第１必要システム電圧ＶＨ１と第２必要システム電圧ＶＨ２とを比較して（ステップＳ１２）、大きい方の値を選択してシステム電圧指令ベース値ＶＨbaseに設定する。すなわち、第１必要システム電圧ＶＨ１が第２必要システム電圧ＶＨ２以上であれば（ステップＳ１２でＹＥＳ）、第１必要システム電圧ＶＨ１がシステム電圧指令ベース値ＶＨbaseに設定され（ステップＳ１４）、そうでなければ（ステップＳ１２でＮＯ）第２必要システム電圧ＶＨ２がシステム電圧指令ベース値ＶＨbaseに設定される（ステップＳ１６）。なお、ＶＨ１とＶＨ２が等しい場合にはどちらをシステム電圧指令ベース値としても同じなので、ここではＶＨ１を選択するものとしている。
【００８５】
次に、制御部２６は、第１および第２システム電圧偏差ΔＶＨ１，ΔＶＨ２を取得する（ステップＳ１８）。これらの第１および第２システム電圧偏差ΔＶＨ１，ΔＶＨ２は、図９を参照して上述したように、電流位相フィードバック部５８のＶＨ偏差生成部６２が電流センサ２４によって検出される交流モータＭ１，Ｍ２の実電流であるｉｄ１,ｉｑ１およびｉｄ２，ｉｑ２に基づいて異なる又は共通のマップを参照することによって取得することができる。
【００８６】
それから、制御部２６は、第１システム電圧偏差ΔＶＨ１と第２システム電圧偏差ΔＶＨ２とを比較して（ステップＳ２０）、大きい方の値を選択してフィードバック制御の対象となるシステム電圧偏差ΔＶＨに設定する。すなわち、第１システム電圧偏差ΔＶＨ１が第２システム電圧偏差ΔＶＨ２以上であれば（ステップＳ２０でＹＥＳ）、第１システム電圧偏差ΔＶＨ１がシステム電圧偏差ΔＶＨとして選択され（ステップＳ２２）、そうでなければ（ステップＳ２０でＮＯ）第２システム電圧偏差ΔＶＨ２がシステム電圧偏差ΔＶＨとして選択される（ステップＳ２４）。なお、ΔＶＨ１とΔＶＨ２が等しい場合にはどちらをシステム電圧偏差ΔＶＨとしても同じなので、ここではΔＶＨ１を選択するものとしている。
【００８７】
そして、制御部２６は、上述したようにＰＩ制御部６４においてシステム電圧偏差ΔＶＨを解消にするための比例積分制御を実行してシステム電圧補正値Ｃｖｈを算出し（ステップＳ２６）、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを上記システム電圧ベース値に加算することによってシステム電圧指令値ＶＨ＊を生成する（ステップＳ２８）。
【００８８】
このように生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊にしたがってコンバータ２０が昇圧動作することにより、選択された方のシステム電圧偏差に対応する交流モータＭ１またはＭ２の一方が最適電流位相での矩形波制御が実行され、他方の交流モータＭ２またはＭ１については最適電流位相での過変調制御または正弦波ＰＷＭ制御が実行されることになる。
【００８９】
なお、交流モータＭ１，Ｍ２が同一規格のモータであってトルク指令値および回転数が略同等である等の条件が揃えば、両方のモータＭ１，Ｍ２について最適電流位相での矩形波制御が実行されることもあり得る。
【００９０】
上述したように本実施形態のモータ制御システム１０では、交流モータＭ１，Ｍ２について、モータ電流の電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御されるようにシステム電圧ＶＨを電流位相フィードバック制御により可変するにあたり、電流ベクトルの電流位相（ｉｑ，ｉｄ）からそれぞれ求めたシステム電圧偏差ΔＶＨ１，ΔＶＨ２が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択することとしたので、個々の交流モータＭ１，Ｍ２に対応するフィードバック制御同士が干渉してシステム電圧ＶＨの可変制御が不安定になることがない。ここで、「フィードバック制御同士の干渉」とは、例えば、一方のフィードバック制御結果と他方のフィードバック制御結果とが対立して制御が困難になる場合であり、上記についていえばΔＶＨ１が＋６０ＶでΔＶＨ２が−２０Ｖ等の場合である。
【００９１】
また、大きい方の必要システム電圧をシステム指令ベース値として選択して、それについて電流位相フードバック制御により得られたシステム電圧補正値で補正することとしたので、次に入力または生成されるトルク指令値Ｔｑ＊が増加してシステム電圧ＶＨをより大きな値に昇圧することが必要になったときにも、システム電圧ＶＨの変動差を小さくできて滑らかな可変制御とすることができる。
【００９２】
次に、図１２および図１３を参照して、別の実施態様であるモータ制御システム８０について説明する。ここでは、上記モータ制御システム１０と相違する点について主として説明することとして、同じ構成要素に同じ参照符号を付して重複する説明を援用により省略する。
【００９３】
図１２は、電流位相フィードバック部５８に代わる電圧位相フィードバック部８２を含む制御部２６を示す、図７と同様のブロック図である。図１３は、図１２における電圧位相フィードバック部８２の一例を示すブロック図である。本実施形態のモータ制御システム８０では、制御部２６は、電流ベクトルの電流位相のフィードバック制御を行う電流位相フィードバック部５８に代えて、電圧位相フィードバック部８２を備えている。これ以外の構成は、上記モータ制御システム１０と同様である。
【００９４】
図１２に示すように、電圧位相フィードバック部８２は、矩形波制御ブロックのトルクフィードバック部５４から指令電圧位相Φｖの入力を受けて、これに基づきシステム電圧補正値Ｃｖｈを生成して加算部５９に出力する機能を有する。電圧位相フィードバック部８２には、後述するシステム電圧補正値Ｃｖｈの加算によって補正されたシステム電圧指令値ＶＨ＊（正確には「ＶＨ＊＋Ｃｖｈ」）が入力されるようになっている。
【００９５】
より詳細には、電圧位相フィードバック部８２は、図１３に示すように、目標電圧位相生成部８４と、減算部８６と、ＰＩ制御部８８とを含む。
【００９６】
目標電圧位相生成部８４には、補正後のシステム電圧指令値ＶＨ＊と目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇとの関係を規定するマップ８５がＲＯＭ等に予め記憶されており、入力されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に基づいてマップ８５から目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇを導出する。ここで「目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇ」とは、交流モータＭ１に流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を、トルクを変えることなく（すなわち等トルク線上で）、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するのに必要な矩形波パルスの電圧位相である。
【００９７】
目標電圧位相生成部８４から出力された目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇは、減算部８６において指令電圧位相Φｖと比較または減算されて電圧位相偏差ΔΦｖが生成される。そして、この電圧位相偏差ΔΦｖがＰＩ制御部８８に入力される。
【００９８】
ＰＩ制御部８８では、上記電圧位相偏差ΔΦｖを解消にするための比例積分制御を実行する。具体的には、ＰＩ制御部８８は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインによるＰＩ演算を行って制御偏差、具体的にはシステム電圧補正値Ｃｖｈを求め、そして、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを、システム電圧指令生成部５６によって生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に対して、加算部５９にて加算して補正後システム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）を生成する。
【００９９】
このようなシステム電圧指令値ＶＨ＊の補正が電圧位相フィードバック部８２を含む閉じた制御ループにて繰り返し実行されることによって、交流モータＭ１の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで矩形波制御される状態に正確かつ迅速に移行できる。
【０１００】
本実施形態のモータ制御システム８０によっても同様に、矩形波パルスの電圧位相フィードバック制御を行うことにより、コンバータ２０による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで交流モータＭ１を矩形波制御相により動作させることができる。これにより、コンバータ２０、インバータ２２１および交流モータＭ１を含むシステム系統の損失を効果的に低減または最小化できる。また、このようなシステム電圧ＶＨの可変制御を交流モータＭ２についても適用すれば、コンバータ２０、インバータ２２２および交流モータＭ２を含むシステム系統についても同様に損失低減を図れる。ただし、本実施形態においても、フィードバック制御の安定およびシステム電圧の滑らかな可変制御のために、フィードバック制御の対象となるシステム電圧偏差を選択するための処理を次のように実行する。
【０１０１】
図１４は、制御部２６において電圧位相のフィードバック制御によってシステム電圧指令値ＶＨ＊が生成される処理手順を示すフローチャートである。図１４に示す各ステップのうちステップＳ１０〜１６、Ｓ２８は図１１と同様であるためここでの説明を省略する。
【０１０２】
ステップＳ１４、Ｓ１６においてシステム電圧指令ベース値ＶＨbaseを設定した後、制御部２６は、第１および第２電圧位相偏差ΔΦ１，ΔΦ２を求める（ステップＳ３０）。これらの第１および第２電圧位相偏差ΔΦ１，ΔΦ２は、図１３を参照して上述したように、電圧位相フィードバック部８２においてマップ参照により導かれる目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇとトルクフィードバック部５４から入力される実際の電圧位相Φｖとの差として各モータＭ１，Ｍ２についてそれぞれ求められるものである。
【０１０３】
続いて、制御部２６は、第１電圧位相偏差ΔΦ１と第２電圧位相偏差ΔΦ２とを比較して（ステップＳ３２）、大きい方の値を選択してフィードバック制御の対象となる電圧位相偏差ΔΦｖに設定する。すなわち、第１電圧位相偏差ΔΦ１が第２電圧位相偏差ΔΦ２以上であれば（ステップＳ３２でＹＥＳ）、第１電圧位相偏差ΔΦ１が電圧位相偏差ΔΦｖとして選択され（ステップＳ３４）、そうでなければ（ステップＳ３２でＮＯ）第２電圧位相偏差ΔΦ２が電圧位相偏差ΔΦｖとして選択される（ステップＳ３６）。なお、ΔΦ１とΔΦ２が等しい場合にはどちらを電圧位相偏差ΔΦｖとしても同じなので、ここではΔΦ１を選択するものとしている。
【０１０４】
そして、制御部２６は、上述したようにＰＩ制御部８８において上記電圧位相偏差ΔΦｖを解消にするためのシステム電圧補正値Ｃｖｈを算出し（ステップＳ３８）、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを上記システム電圧ベース値に加算することによってシステム電圧指令値ＶＨ＊を生成する（ステップＳ２８）。
【０１０５】
このように生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊にしたがってコンバータ２０が昇圧動作することにより、選択された方の電圧位相偏差に対応する交流モータＭ１またはＭ２の一方が最適電流位相での矩形波制御が実行され、他方の交流モータＭ２またはＭ１については最適電流位相での過変調制御または正弦波ＰＷＭ制御が実行されることになる。
【０１０６】
本実施形態のモータ制御システム８０によっても同様に、交流モータＭ１，Ｍ２に対応するフィードバック制御同士が干渉してシステム電圧ＶＨの可変制御が不安定になることがなく、かつ、システム電圧ＶＨの可変制御を滑らかなものとすることができる。
【０１０７】
なお、本発明に係るモータ制御システムは、上述した各実施形態および変形例の構成に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された事項の範囲内において種々の変更や改良が可能である。
【符号の説明】
【０１０８】
１０，８０ モータ制御システム、１１ バッテリ、１２，１４ 電圧センサ、１６，１８ 平滑コンデンサ、２０ コンバータ、２４ 電流センサ、２６ 制御部、２８ 温度センサ、３０，３１ 電力線、３２ アース線、３４ Ｕ相アーム、３６ Ｖ相アーム、３８ Ｗ相アーム、３９ 中性点、４０ 回転角センサ、４３〜４７ 昇圧ライン、５０ ３相２相変換部、５２ トルク推定部、５３，８６ 減算部、５４ トルクフィードバック部、５６ システム電圧指令生成部、５８ 電流位相フィードバック部、５９ 加算部、６０ システム電圧フィードバック部、６２ ＶＨ偏差生成部、６４，８８ ＰＩ制御部、７０ 過変調矩形波切替ライン、８２ 電圧位相フィードバック部、８４ 目標電圧位相生成部、８５ マップ、２２１，２２２ インバータ、Ａ１ 正弦波ＰＷＭ制御領域、Ａ２ 過変調制御領域、Ａ３ 矩形波制御領域、Ｃｖｈ システム電圧補正値、Ｄ１−Ｄ８ ダイオード、Ｅ１−Ｅ８ 電力用半導体スイッチング素子、ｉｄ ｄ軸電流、ｉｑ ｑ軸電流、ｉｖ Ｖ相電流、ｉｗ Ｗ相電流、Ｋｍｄ 変調率、Ｌ リアクトル、Ｍ１，Ｍ２ 交流モータ、Ｎ１，Ｎ２ モータ回転数、Ｓ１−Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＥ 信号、ＳＭＲ１，ＳＭＲ２ システムメインリレー、Ｔｂ バッテリ温度、Ｔｑ＊ トルク指令、Ｔｑ 実際トルク、Ｖｂ バッテリ電圧、Ｖｄ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ システム電圧、ＶＨ＊ システム電圧指令値、Ｘ１，Ｘ２ 動作点、ΔＴｑ トルク偏差、ΔＶＨ システム電圧偏差、ΔΦｖ 電圧位相偏差、θ ロータ回転角、Φｖ 電圧位相、Φｖ＿ｔａｒｇ 目標電圧位相、ω モータ回転速度。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御システムに係り、特に、コンバータで昇圧された直流電圧をインバータで交流電圧に変換して印加することにより交流モータを駆動制御するモータ制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、バッテリからの電力により駆動されて動力を出力する電動機を走行用動力源として備えた電気自動車が知られている。上記電動機には、三相同期型交流モータが用いられることがある。この三相同期型交流モータは、電源から供給される直流電圧をインバータによって三相交流電圧に変換して印加されることによって駆動される。
【０００３】
また、上記電気自動車では、バッテリから供給される直流電圧をそのままインバータへ供給するのではなく、昇降圧コンバータで所定の指令値まで昇圧してから上記インバータへ入力することがある。このように昇降圧コンバータで昇圧してシステム電圧ＶＨを高くすることで、交流モータに関してより高トルク高回転での駆動が可能になるという利点がある。
【０００４】
上記三相交流モータの制御方式として、正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御、過変調制御および矩形波制御が周知である。これらの制御方式が車両の運転条件や後述する変調率等に応じて選択的に切り替えられて用いられることが広く行われている。
【０００５】
例えば、特許文献１（特開２００６−３１１７６８号公報）には、インバータへの入力電圧を可変制御可能なモータ制御システムにおいて、特定の制御方式における変調率を目標値に維持することが開示されている。このモータ制御システムでは、インバータ（１４）が、ＰＷＭ制御ブロック（２００）によるトルク制御に従って、システム電圧ＶＨを交流電圧に変換して交流モータ（Ｍ１）へ印加する。変調率目標値設定部（３１０）は、変調率が固定されないインバータ（１４）での特定の制御方式において、システム全体での損失が低減されるような変調率を変調率目標値（Ｋｍｄ♯）として設定する。変調率演算部（３３０）は、インバータ（１４）への入力電圧すなわちシステム電圧（ＶＨ）に対するモータ必要電圧の振幅（Ｖａｍｐ）の比を演算して実際の変調率（Ｋｍｄ）を求める。電圧指令値発生部（３４０）は、実際の変調率（Ｋｍｄ）および変調率目標値（Ｋｍｄ♯）の比較に基づき、システム電圧（ＶＨ）の電圧指令値（ＶＨ♯）を生成する。コンバータ（１２）は、電圧指令値（ＶＨ♯）に基づきシステム電圧（ＶＨ）を可変制御するというものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−３１１７６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記特許文献１のモータ制御システムのように、コンバータ、インバータおよび交流モータを含むモータ制御システムでは、コンバータによる昇圧電圧を低くして所謂１パルス制御の矩形波制御で交流モータを動作させることがコンバータおよびインバータでのスイッチング損失を低減するのに有利であるが、矩形波制御は弱め界磁制御の下での電圧位相制御であるため弱め界磁電流が増加するとモータ損失が増加することになる。逆に、コンバータによる昇圧電圧を高くして正弦波ＰＷＭ制御で交流モータを動作させるとモータ損失は低減できるが、スイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失により、コンバータおよびインバータでの損失が増加することになる。したがって、交流モータを含むシステム全体の損失を最小にできるのは、矩形波制御で且つモータ電流の電流ベクトルが最大トルクを出力する最適電流進角ライン上か又はその近傍にあるときである。
【０００８】
このようにモータ電流の電流位相が最適電流進角ライン上か又はその近傍の矩形波制御モードで交流モータの動作を制御しようとするとき、矩形波制御における変調率が一定（例えば０．７８）となるため、上記特許文献１に記載のように変調率を目標としてシステム電圧を可変制御することができない。
【０００９】
また、１つのコンバータに複数の交流モータがそれぞれインバータを介して並列接続されているシステムにおいて上記のようなシステム電圧の可変制御を適用する場合、それぞれのモータの回転数、指令トルクは通常異なるため、個々のモータの損失が最小となるシステム電圧は一般に異なる。そのため、交流モータを流れるモータ電流の電流ベクトルや変調率をフィードバックして損失最小となるようにシステム電圧を可変制御するシステムでは、いずれか１つのモータを選択し、そのモータの損失が最小となるようにフィードバック制御を行う必要がある。
【００１０】
しかし、個々のモータに対応して電流ベクトル等のフィードバックループがそれぞれ設けられている場合においてモータおよびフィードバック制御偏差の選択が適切に行われないと、上記複数のフィードバック制御同士が互いに干渉することによりシステム電圧の可変制御が不安定になったり、システム電圧に段差ができて滑らかな可変制御が行えないことがある。
【００１１】
本発明の目的は、１つのコンバータの出力電圧で複数のモータを駆動するモータ制御システムにおいて、各モータに対応して行われるフィードバック制御同士の干渉を防止してシステム電圧の可変制御を安定して滑らかに行えるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係るモータ制御システムは、電源から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧可能なコンバータと、前記コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換する第１および第２インバータと、前記第１および第２インバータから交流電圧がそれぞれ印加されて駆動される第１および第２モータと、入力または生成されるトルク指令値に応じて前記コンバータならびに前記第１および第２インバータを作動制御することにより前記第１および第２モータを正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で駆動可能な制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１および第２モータの少なくとも一方について、モータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御されるようにシステム電圧を前記電流位相のフィードバック制御により可変するにあたり、前記電流ベクトルからそれぞれ求めたシステム電圧偏差が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択するものである。
【００１３】
本発明に係るモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記各モータが必要とする第１および第２必要システム電圧値を比較して一方をシステム電圧指令ベース値として選択し、前記システム電圧指令ベース値に前記電流位相のフィードバック制御で得たシステム電圧補正値を加算して前記システム電圧指令値を生成するのが好ましい。
【００１４】
また、本発明に係るモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記電流ベクトルの電流位相に代えて、前記モータに印加されるモータ電圧の電圧位相をフィードバック制御してもよい。
【発明の効果】
【００１５】
本発明に係るモータ制御システムによれば、第１および第２モータの少なくとも一方について、モータ電流の電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御されるようにシステム電圧を電流位相フィードバック制御により可変するにあたり、電流ベクトルからそれぞれ求めたシステム電圧偏差が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択するので、個々のモータに対応するフィードバック制御同士が干渉してシステム電圧の可変制御が不安定になることがなく、かつ、システム電圧の可変制御を滑らかなものとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】モータ制御システムの全体構成を概略的に示す図である。
【図２】モータ制御システムにおけるコンバータ、１つのインバータ、および１つの交流モータを詳細に示す図である。
【図３】正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の電圧波形と変調率を示す図である。
【図４】モータの運転条件をトルクおよび回転数で規定するマップを示す図である。
【図５】ｄ軸ｑ軸平面上において正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のモータ電流の電流位相を示す図である。
【図６】（ａ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとシステム損失との関係を示すグラフ、（ｂ）は３制御モードにおけるシステム電圧と変調率との関係を示すグラフ、（ｃ）は３制御モードにおけるシステム電圧とモータ電流値との関係を示すグラフである。
【図７】制御部を示すブロック図である。
【図８】図７におけるシステム電圧指令生成部によって参照されるマップを示す図である。
【図９】図７における電流位相フィードバック部の一例を示すブロック図である。
【図１０】システム電圧が補正されることにより制御方式切替ラインが変位する様子を示す、図４と同様の図である。
【図１１】制御部においてモータ電流の電流位相のフィードバック制御によってシステム電圧指令値が生成される処理手順を示すフローチャートである。
【図１２】電流位相フィードバック部に代わる電圧位相フィードバック部を含む制御部を示す、図７と同様のブロック図である。
【図１３】図１２における電圧位相フィードバック部の一例を示すブロック図である。
【図１４】制御部において交流モータに印加される交流電圧の電圧位相のフィードバック制御によってシステム電圧指令値が生成される処理手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下に、本発明に係る実施の形態（以下、実施形態という）について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。また、以下において複数の実施形態や変形例などが含まれる場合、それらの特徴部分を適宜に組み合わせて用いることは当初から想定されている。
【００１８】
図１は、一実施形態であるモータ制御システム１０の全体構成を示す図である。モータ制御システム１０は、モータを走行用動力源として搭載するハイブリッド自動車や電気自動車等に好適に用いることができる。
【００１９】
モータ制御システム１０は、直流電源であるバッテリ１１と、バッテリ１１に接続されるコンバータ２０と、コンバータに対して並列に接続されるインバータ２２１，２２２（第１および第２インバータ）と、インバータ２２１，２２２にそれぞれ接続される交流モータＭ１，Ｍ２（第１および第２交流モータ）と、コンバータ２０およびインバータ２２１，２２２を作動制御する制御部２６とを備える。
【００２０】
バッテリ１１とコンバータ２０との間には、平滑コンデンサ１６が接続されている。また、コンバータ２０とインバータ２２１，２２２との間には、平滑コンデンサ１８が接続されている。
【００２１】
図２は、モータ制御システム１０におけるコンバータ２０、１つのインバータ２２１、および１つの交流モータＭ１を詳細に示す図である。図２（図７，１２についても同様）では、簡略化のために、もう１つのインバータ２２２及びもう１つの交流モータＭ２の図示が省略されている。上記インバータ２２２および交流モータＭ２の構成、動作、制御等は、図２〜１０を参照して説明するインバータ２２１および交流モータＭ１の構成等と同様である。
【００２２】
図２に示すように、交流モータＭ１は、例えばハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、例えば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００２３】
バッテリ１１は、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。あるいは、二次電池以外に、化学反応を伴わないキャパシタや、燃料電池が電源装置として用いられてもよい。電圧センサ１２は、バッテリ１１から出力される直流電圧またはバッテリ電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御部２６へ出力する。また、バッテリ１１には温度センサ２８が設けられている。温度センサ２８によって検出されたバッテリ温度Ｔｂは、制御部２６へ出力される。
【００２４】
バッテリ１１の正極端子に接続される電力線３０には、システムメインリレーＳＭＲ１が設けられている。また、バッテリ１１の負極端子に接続されるアース線３２には、システムメインリレーＳＭＲ２が設けられている。システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からの信号ＳＥによりオン・オフされる。より具体的には、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御部２６からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。
【００２５】
コンバータ２０は、リアクトルＬと、電力用半導体スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｅ１およびＥ２は、電力線３０およびアース線３２の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｅ１およびＥ２のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２によって制御される。
【００２６】
電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」という）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を好適に用いることができる。スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。
【００２７】
リアクトルＬは、スイッチング素子Ｅ１およびＥ２の接続ノードと電力線３０の間に接続される。また、平滑コンデンサ１６は、電力線３０およびアース線３２の間に接続される。平滑コンデンサ１６は、バッテリ電圧Ｖｂを平滑化してインバータ２２１へ供給する機能を有する。
【００２８】
インバータ２２１は、電力線３０およびアース線３２の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム３４と、Ｖ相アーム３６と、Ｗ相アーム３８とからなる。各相アーム３４〜３８は、正極側の電力線３１とアース線３２との間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。例えば、Ｕ相アーム３４はスイッチング素子Ｅ３，Ｅ４からなり、Ｖ相アーム３６はスイッチング素子Ｅ５，Ｅ６からなり、Ｗ相アーム３８はスイッチング素子Ｅ７，Ｅ８からなる。また、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２９】
各相アーム３４〜３８の中間点は、交流モータＭ１の各相コイルに接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、三相同期型の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの各一端が中性点３９に共通接続され、各相コイルの他端が各相アーム３４〜３８のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００３０】
コンバータ２０は、昇圧動作時には、バッテリ１１から供給された直流電圧を昇圧した直流電圧（インバータ２２１，２２２への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧ＶＨ」という）をインバータ２２１，２２２へ供給する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のオン期間およびＥ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。
【００３１】
コンバータ２０は、バッテリ１１から供給された例えば３００Ｖの直流電圧を最大で例
えば６５０Ｖの昇圧上限電圧まで昇圧可能である。ただし、この昇圧上限電圧は、固定値ではなく、例えば車両の要求等に応じて可変であってもよく、例えば、ドライバーのスイッチ操作によってエコモードが選択されたとき、制御部２６にＥＣＯ信号が入力されることによってコンバータ２０の昇圧上限値が例えば４００Ｖに制限されてもよい。
【００３２】
また、コンバータ２０は、降圧動作時には、平滑コンデンサ１８を介してインバータ２２１から供給された直流電圧を降圧してバッテリ１１を充電する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
【００３３】
平滑コンデンサ１８は、コンバータ２０からの直流電圧を平滑化してインバータ２２１へ供給する機能を有する。電圧センサ１４は、平滑コンデンサ１８の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値ＶＨを制御部２６へ出力する。
【００３４】
インバータ２２１は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が正（Ｔｑ＊＞０）の場合には、平滑コンデンサ１８から直流電圧が供給されると制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ２２１は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が零の場合（Ｔｑ＊＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｑ＊によって指定された正または零のトルクを発生するように駆動される。
【００３５】
また、モータ制御システム１０が搭載された車両の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊は負に設定される（Ｔｑ＊＜０）。この場合には、インバータ２２１は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサ１８を介してコンバータ２０へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３６】
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御部２６へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図２に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（例えば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００３７】
交流モータＭ１には、例えばレゾルバ等の回転角センサ４０が設けられている。回転角センサ４０は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御部２６へ送出する。制御部２６では、ロータ回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数Ｎ１や回転速度ω１を算出する。
【００３８】
制御部２６は、外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたトルク指令値Ｔｑ＊、電圧センサ１２によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１４によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ４０からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｑ＊に従ったトルクを出力するように、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成してコンバータ２０およびインバータ２２１の動作を制御する。
【００３９】
なお、上記では外部ＥＣＵから制御部２６にトルク指令値Ｔｑ＊が入力されるものとして説明するが、これに限定されるものではなく、例えば、制御部２６が、車両のアクセル開度、車速等の入力に基づいてトルク指令値Ｔｑ＊を生成してもよい。
【００４０】
コンバータ２０の昇圧動作時には、制御部２６は、平滑コンデンサ１８の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、コンバータ２０の出力電圧ＶＨがシステム電圧指令値ＶＨ＊となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００４１】
また、制御部２６は、車両が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ２２１へ出力する。これにより、インバータ２２１は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ２０へ供給する。
【００４２】
さらに、制御部２６は、車両が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、インバータ２２１から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ２０へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、降圧された直流電圧に変換されてバッテリ１１に充電される。
【００４３】
次に、制御部２６によって制御される、インバータ２２１における電力変換について詳細に説明する。本実施形態のモータ制御システム１０では、インバータ２２１における電力変換について図３に示す３つの制御方式（または制御モード）を切替えて使用する。
【００４４】
正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一制御周期内でその基本波成分が正弦波状交流電圧（モータ必要電圧）となるようにデューティ比が制御される。周知のように、一般的な正弦波ＰＷＭ制御方式では、システム電圧ＶＨに対するモータ必要電圧の振幅の比として定義される変調率Ｋｍｄを０．６１まで高めることができる。ただし、２相変調方式または３次高調波重畳制御による正弦波ＰＷＭ制御の場合には、変調率Ｋｍｄを０．７０まで高められることが知られている。
【００４５】
一方、矩形波制御方式では、上記一制御周期内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータＭ１に印加する。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。これにより、変調率Ｋｍｄは０．７８まで高められる。
【００４６】
過変調制御方式は、上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様に正弦波状の電圧指令値と搬送波との電圧比較に従ってＰＷＭ制御を行なうものであるが、この場合、電圧指令値が搬送波よりも大きくなる領域で比較的大きなデューティ比の矩形パルスが生成される結果として略正弦波状をなす基本波成分の振幅を拡張することができ、これにより変調率Ｋｍｄを０．６１〜０．７８の範囲で高めることができる。
【００４７】
本実施形態のモータ制御システム１０では、コンバータ２０を昇圧動作させることなくバッテリ電圧Ｖｂをシステム電圧ＶＨとしてインバータ２２１に供給するか又はバッテリ電圧Ｖｂを昇圧してインバータ２２１に供給することによって、交流モータＭ１を上記３つの制御方式のいずれかで駆動することができる。図４は、上記３つの制御方式の適用例を示すマップである。このマップでは、横軸にモータ回転数が、縦軸にモータ出力トルクがとられている。図４に示すように、低回転数域から中回転数域にかけては正弦波ＰＷＭ制御が適用され、中回転領域から高回転領域にかけては過変調制御が適用され、より高回転領域では矩形波制御が適用されるようになっている。
【００４８】
制御部２６は、３つの制御方式から次のようにして制御方式を選択する。図示しない外部ＥＣＵにおいてアクセル開度等に基づく車両要求出力から交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊が算出されて入力されるのを受けて、制御部２６は、予め設定された図４に示すようなマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑ＊およびモータ回転数Ｎからモータ必要電圧を算出する。
【００４９】
そして、制御部２６は、このモータ必要電圧とバッテリ電圧Ｖｂとの関係に従って、弱め界磁制御（矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調制御方式）のいずれかを適用してモータ制御を行なうかを選択する。最大トルク制御適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調制御方式のどちらを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて選択する。すなわち、０＜変調率≦０．６１で正弦波ＰＷＭ制御が、０．６１＜変調率＜０．７８で過変調制御が選択される。また、変調率≦０．７８では矩形波制御が選択される。
【００５０】
上記のように矩形波制御では変調率Ｋｍｄが０．７８で一定になるため、バッテリ電圧Ｖｂをそのままシステム電圧ＶＨとして用いて実行される矩形波制御によって得られる出力トルクおよび回転数には限界がある。そのためバッテリ電圧Ｖｂではトルク指令値に見合った出力トルクを出せなくなったときに、コンバータ２０による昇圧動作を開始してシステム電圧ＶＨを高くするよう制御される。ただし、コンバータ２０には、コンバータ２０およびインバータ２２１を構成するスイッチング素子等の耐圧性能に起因する昇圧上限値（または昇圧最大値）が存在する。したがって、システム電圧ＶＨが昇圧上限値にまで達すると、その状態を維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用されることになる。
【００５１】
図５は、ｄ軸ｑ軸平面上において正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のモータ電流の電流位相を示すグラフである。このグラフでは、横軸にｄ軸電流ｉｄが、縦軸にｑ軸電流ｉｑがとられている。そして、最適電流進角ラインが破線で示されている。この最適電流進角ラインは、交流モータＭ１での損失が最小となる最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔの点を連ねて描かれるラインであり、予め実験、シミュレーション等によって得られたものを記憶させておくことができる。なお、「電流位相」は、正確には、ｄ軸（横軸）とｑ軸（縦軸）の交点を基点とし且つ（ｉｄ，ｉｑ）の座標点を先端位置とする電流ベクトルがｄ軸又はｑ軸に対してなす角度として表されるものであるが、本明細書では便宜的に電流ベクトルの先端位置が電流位相に対応するものとして説明をする。
【００５２】
図５に示すように、交流モータＭ１を正弦波ＰＷＭ制御および過変調制御によって駆動するとき、モータ電流の電流位相が最適電流進角ライン上に一致する電流位相となるようにインバータ２２１によるモータ電流制御が行われる。これに対し、矩形波制御では、弱め界磁制御を行うために界磁電流であるｄ軸電流ｉｄの絶対値が増加することから、零点位置を基点とする電流ベクトルの先端位置すなわち電流位相が最適電流進角ラインから図中左側（または進角側）に離れることになってモータ損失が増加する。その様子を、図６を参照して次に説明する。
【００５３】
図６（ａ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとシステム損失との関係を示すグラフ、同（ｂ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨと変調率Ｋｍｄとの関係を示すグラフ、同（ｃ）は３制御モードにおけるシステム電圧ＶＨとモータ電流位相との関係を示すグラフである。
【００５４】
図６（ａ）を参照すると、コンバータ２０による昇圧電圧を低くして所謂１パルス制御の矩形波制御で交流モータＭ１を動作させることがコンバータ２０およびインバータ２２１でのスイッチング損失を低減してシステム全体の損失を最小にするのに有利である。しかし、矩形波制御は上記のように弱め界磁制御の下での電圧位相制御であるため弱め界磁電流が増加するほどにモータ損失が増加し、それに伴ってシステム全体の損失も大きくなる。
【００５５】
逆に、コンバータ２０による昇圧電圧を高くして正弦波ＰＷＭ制御で交流モータＭ１を動作させるとモータ損失は低減できるが、スイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失により、コンバータおよびインバータでの損失が増加することになる。したがって、交流モータＭ１を含むシステム全体の損失を最小にできるのは、矩形波制御で且つモータ電流の電流ベクトルが最大トルクを出力する最適電流進角ライン上か又はその近傍にあるときである。以下、このような最適電流進角ライン上か又はその近傍の電流位相を最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔという。また、図５および図６（ａ）において、このような最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔでの矩形波制御による交流モータＭ１の動作点が符号４２で示されている。
【００５６】
このようにモータ電流が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで且つ矩形波制御にて交流モータＭ１の動作を制御しようとするとき、図６（ｂ），（ｃ）に示すように、矩形波制御における変調率Ｋｍｄが一定（０．７８）となるため、変調率Ｋｍｄのフィードバック制御によってシステム電圧ＶＨを最適に可変制御することができない。
【００５７】
そこで、本実施形態のモータ制御システム１０において、制御部２６は、交流モータＭ１を流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）のフィードバック制御によってシステム電圧指令値ＶＨ＊を補正することにより、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔでの矩形波制御を積極的に活用することとした。次に、図７を参照して、制御部２６における電流位相のフィードバック制御によるシステム電圧指令値の補正制御について説明する。
【００５８】
図７は、制御部２６における矩形波制御および電流位相フィードバック制御に関わる制御構成を示すブロック図である。図７に示す制御構成は、制御部２６によって実行される所定プログラムに従った制御演算処理によって実現されるが、その一部または全部がハードウェア要素によって実現されてもよい。
【００５９】
制御部２６は、３相２相変換部５０、トルク推定部５２、減算部５３、トルクフィードバック部５４、システム電圧指令生成部５６、電流位相フィードバック部５８、および、システム電圧フィードバック部６０を含む。
【００６０】
３相２相変換部５０は、交流モータＭ１に流れる３相モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ロータ回転角θを用いた座標変換によって、ｄ軸ｑ軸の２相電流ｉｄ，ｉｑに変換して出力する機能を有する。具体的には、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗからＵ相電流ｉｕ（＝−（ｉｖ＋ｉｗ））を算出し、これらｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づき、回転角センサ４０によって検出される回転角θに応じて、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを生成して出力する。
【００６１】
トルク推定部５２は、予め計測したトルクと電流の関係をマップとして持っており、３相２相変換部５０から入力されるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに基づき上記マップを参照することによって実際トルクＴｑを導出する。
【００６２】
減算部５３は、外部ＥＣＵから入力されたトルク指令Ｔｑ＊と、上記のように導出された実際トルクＴｑとの比較によりトルク偏差ΔＴｑを生成して、トルクフィードバック部５４へ入力する。
【００６３】
トルクフィードバック部５４は、トルク偏差ΔＴｑについて所定の比例ゲインＧｐおよび積分ゲインＧｉによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相Φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｑ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。なお、本実施形態ではトルク偏差ΔＴｑを解消するために比例積分制御を実行するものとして説明するが、これに限定されるものではなく、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）を行ってもよい。
【００６４】
さらに、トルクフィードバック部５４は、上記電圧位相Φｖに従って２相電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を求め、これらの２相電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、上記回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって３相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換し、そして、これらの３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。その結果、インバータ２２１がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相Φｖに従った交流電圧がモータＭ１の各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとして印加される。
【００６５】
システム電圧指令生成部５６は、外部ＥＣＵから入力されるトルク指令値Ｔｑ＊、および、上記回転角θから算出されたモータ回転数Ｎに基づき、予め設定されたテーブルまたはマップ等を参照して、システム電圧指令値ＶＨ＊を生成して出力する。
【００６６】
図８に、システム電圧指令値ＶＨ＊を求める際に参照されるマップの例を示す。このマップは、図４に示すマップと同様に横軸にモータ回転数Ｎ、縦軸にトルクＴｑが取ってあり、このマップ内のモータ動作領域が代表的なシステム電圧ＶＨである３００Ｖ、４００Ｖ、５００Ｖ、および、６００Ｖに対応する４本の細い実線４３〜４６によって区画されており、図中最も右側に位置する太い実線の外形線４７が最大昇圧電圧６５０Ｖに対応する。ここで３００Ｖのライン４３によって区画される略扇状の領域Ｂがバッテリ電圧Ｖｂを昇圧することなくシステム電圧ＶＨとして用いて交流モータＭ１を駆動することできる動作領域である。ただし、より詳細には、各ライン４３〜４７間に所定の電圧幅（例えば２０Ｖ）ごとに昇圧ラインが規定されており、トルク指令値Ｔｑ＊と回転数Ｎとによって特定される動作点に応じてシステム電圧指令値ＶＨ＊が上記所定電圧幅ごとに設定されるようになっている。
【００６７】
図７を再び参照すると、システム電圧フィードバック部６０は、入力されるシステム電圧指令値ＶＨ＊にまでバッテリ電圧Ｖｂを昇圧するようスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成してコンバータ２０へ出力する。この制御信号を受けてスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２がオン・オフ制御されることによって、電圧指令値ＶＨ＊に応じたシステム電圧ＶＨがコンバータ２０から平滑コンデンサ１８を介してインバータ２２１へ供給される。
【００６８】
コンバータ２０の出力電圧であるシステム電圧ＶＨは、電圧センサ１４によって検出されて、システム電圧フィードバック部６０へ入力される。これにより、閉じた制御ループが構成され、システム電圧ＶＨのフィードバック制御が行われる。具体的には、システム電圧指令値ＶＨ＊と、電圧センサ１４によって検出されるシステム電圧ＶＨとの偏差が解消されるように制御操作量（具体的には、コンバータ２０のスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２のデューティ比）が例えばＰＩ演算されてフィードバック制御される。
【００６９】
電流位相フィードバック部５８は、上記３相２相変換部５０によって生成されたモータ実電流である電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を受け取り、それに応じてシステム電圧補正値Ｃｖｈを出力する機能を有する。具体的には、図９に示すように、電流位相フィードバック部５８は、ＶＨ偏差生成部６２とＰＩ制御部６４とを含む。
【００７０】
ＶＨ偏差生成部６２は、交流モータＭ１に流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を、トルクを変えることなく（すなわち等トルク線上で）、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するのに必要なシステム電圧偏差ΔＶＨを生成するものであり、そのために参照されるマップが制御部２６に予め記憶されている。図９では、実際の電流位相を符号４２で示す最適電流位相へ変更するために必要とされるシステム電圧偏差ΔＶＨが＋６０ボルトである例が示されている。
【００７１】
なお、このシステム電圧偏差ΔＶＨは、最適電流進角ラインよりも遅角側に実際の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）があって、それを最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するときには、負の値（すなわちシステム電圧ＶＨの降圧する方）に設定される。
【００７２】
ＰＩ制御部６４は、ＶＨ偏差生成部６２によって生成されたシステム電圧偏差ΔＶＨを解消にするための比例積分制御を実行する。具体的には、ＰＩ制御部６４は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインによるＰＩ演算を行ってシステム電圧補正値Ｃｖｈを求める。そして、図７に示すように、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを、システム電圧指令生成部５６によって生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に対して、加算部５９にて加算して補正後システム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）を生成する。このようなシステム電圧指令値ＶＨ＊の補正が電流位相フィードバック部５８を含む閉じた制御ループにて繰り返し実行されることによって、交流モータＭ１の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで矩形波制御される状態に正確かつ迅速に移行できる。
【００７３】
なお、交流モータＭ１の制御方式が切り替わった後、所定時間は、システム電圧ＶＨの補正値Ｃｖｈを変更しないようにするのが好ましい。また、コンバータ２０による昇圧動作開始後、所定時間は、システム電圧ＶＨの補正を行わないこととしてもよい。これらは、制御モードの切替わりのハンチングを防止するのに有効である。
【００７４】
図１０に、上記のようにシステム電圧ＶＨが補正される様子を回転数トルクマップ上にて示す。例えば、図１０の上図に示すように、コンバータ２０が非昇圧作動時においてバッテリ電圧Ｖｂがそのままシステム電圧ＶＨとしてインバータ２２１に供給されている状態において、交流モータＭ１の現在の過変調制御領域Ａ２中の動作点Ｘ１が過変調矩形波切替ライン７０を大きく超えて矩形波制御領域Ａ３の動作点Ｘ２へ移行しようとするときを考える。この変更後の動作点Ｘ２は、コンバータ２０による昇圧を行わなくても矩形波制御により駆動可能な動作点である。なお、ここで変更前の動作点Ｘ１が過変調制御領域Ａ２内の動作点であるものとして例示するが、動作点Ｘ１が正弦波ＰＷＭ領域Ａ１にある場合も同様である。
【００７５】
このような場合、本実施形態のモータ制御システム１０では、コンバータ２０による昇圧動作を開始してシステム電圧ＶＨを上記のように補正することで高く設定し、図１０中の下図に示すように、過変調矩形波切替ライン７０を高回転側（すなわち図中の右側）にシフトさせる。これにより、動作点Ｘ２は、過変調矩形波切替ライン７０近傍で且つ矩形波制御領域Ａ３中の動作点となる。
【００７６】
これとは逆に、コンバータ２０が昇圧動作中であって、交流モータＭ１の動作点が矩形波制御領域Ａ３から過変矩形波調切替ライン７０を超えて過変調領域Ａ２または正弦波ＰＷＭ領域Ａ１へ移行しようとするときには、上記のようなシステム電圧ＶＨの補正によってシステム電圧ＶＨが低く設定される。すなわち、コンバータ２０による昇圧電圧が低くなる。これにより、過変調矩形波切替ライン７０が低回転側（すなわち図中の左側）にシフトして、やはり、過変調矩形波切替ライン７０近傍で且つ矩形波制御領域Ａ３中の動作点となる。なお、この場合、補正後のシステム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）がバッテリ電圧Ｖｂより低くなるとき、コンバータ２０は昇圧動作を停止し、バッテリ電圧Ｖｂをシステム電圧ＶＨとする過変調制御または正弦波ＰＷＭ制御が実行されることになる。
【００７７】
上述したようなモータ電流の電流位相のフィードバック制御によるシステム電圧ＶＨの可変制御を実行することにより、コンバータ２０による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで交流モータＭ１を矩形波制御にて駆動することができる。これにより、モータ制御システム１０において交流モータＭ１について着目したとき、コンバータ２０、インバータ２２１および交流モータＭ１を含むシステム系統の損失を効果的に低減または最小化できる。
【００７８】
上記のようなモータ電流の電流位相フィードバック制御によるシステム電圧の可変制御を交流モータＭ２についても適用すれば、コンバータ２０、インバータ２２２および交流モータＭ２を含むシステム系統についても同様に損失低減を図れる。
【００７９】
しかし、１つのコンバータ２０に２つの交流モータＭ１，Ｍ２がそれぞれインバータ２２１，２２２を介して並列接続されているモータ制御システム１０において上記のようなシステム電圧の可変制御を適用する場合、それぞれの交流モータＭ１，Ｍ２の回転数、トルク指令は通常異なるため、個々の交流モータＭ１，Ｍ２の損失が最小となるシステム電圧ＶＨは一般に異なる。そのため、交流モータＭ１，Ｍ２を流れるモータ電流の電流位相をフィードバックして損失最小となるようにシステム電圧ＶＨを可変制御するには、いずれか１つの交流モータＭ１，Ｍ２を選択し、そのモータの損失が最小となるようにフィードバック制御を行う必要がある。
【００８０】
その場合に、モータおよびフィードバック制御偏差の選択が適切に行われないと、２つのモータＭ１，Ｍ２のフィードバック制御同士が互いに干渉することによりシステム電圧ＶＨの可変制御が不安定になったり、システム電圧ＶＨに段差ができて滑らかな可変制御が行えないことがある。
【００８１】
そこで、本実施形態のモータ制御システム１０は、電流ベクトルからそれぞれ求めたシステム電圧偏差が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択することとした。次に、その選択制御について説明する。
【００８２】
図１１は、制御部２６においてモータ電流の電流位相のフィードバック制御によってシステム電圧指令値が生成される処理手順を示すフローチャートである。
【００８３】
まず、制御部２６は、交流モータＭ１，Ｍ２がそれぞれ必要とするシステム電圧である第１および第２必要システム電圧ＶＨ１，ＶＨ２を取得する（ステップＳ１０）。制御部２６は、交流モータＭ１，Ｍ２にそれぞれ対応する図８に示すような第１マップおよび第２マップを記憶しており、交流モータＭ１に対するトルク指令値Ｔｑ１＊と回転数Ｎ１とに基づき第１マップを参照して第１必要システム電圧ＶＨ１を求め、交流モータＭ２に対するトルク指令値Ｔｑ２＊と回転数Ｎ２とに基づき第２マップを参照して第２必要システム電圧ＶＨ２を求める。なお、交流モータＭ１，Ｍ２が同一の仕様および規格のモータであれば、第１マップと第２マップとは共通であってもよい。
【００８４】
続いて、制御部２６は、第１必要システム電圧ＶＨ１と第２必要システム電圧ＶＨ２とを比較して（ステップＳ１２）、大きい方の値を選択してシステム電圧指令ベース値ＶＨbaseに設定する。すなわち、第１必要システム電圧ＶＨ１が第２必要システム電圧ＶＨ２以上であれば（ステップＳ１２でＹＥＳ）、第１必要システム電圧ＶＨ１がシステム電圧指令ベース値ＶＨbaseに設定され（ステップＳ１４）、そうでなければ（ステップＳ１２でＮＯ）第２必要システム電圧ＶＨ２がシステム電圧指令ベース値ＶＨbaseに設定される（ステップＳ１６）。なお、ＶＨ１とＶＨ２が等しい場合にはどちらをシステム電圧指令ベース値としても同じなので、ここではＶＨ１を選択するものとしている。
【００８５】
次に、制御部２６は、第１および第２システム電圧偏差ΔＶＨ１，ΔＶＨ２を取得する（ステップＳ１８）。これらの第１および第２システム電圧偏差ΔＶＨ１，ΔＶＨ２は、図９を参照して上述したように、電流位相フィードバック部５８のＶＨ偏差生成部６２が電流センサ２４によって検出される交流モータＭ１，Ｍ２の実電流であるｉｄ１,ｉｑ１およびｉｄ２，ｉｑ２に基づいて異なる又は共通のマップを参照することによって取得することができる。
【００８６】
それから、制御部２６は、第１システム電圧偏差ΔＶＨ１と第２システム電圧偏差ΔＶＨ２とを比較して（ステップＳ２０）、大きい方の値を選択してフィードバック制御の対象となるシステム電圧偏差ΔＶＨに設定する。すなわち、第１システム電圧偏差ΔＶＨ１が第２システム電圧偏差ΔＶＨ２以上であれば（ステップＳ２０でＹＥＳ）、第１システム電圧偏差ΔＶＨ１がシステム電圧偏差ΔＶＨとして選択され（ステップＳ２２）、そうでなければ（ステップＳ２０でＮＯ）第２システム電圧偏差ΔＶＨ２がシステム電圧偏差ΔＶＨとして選択される（ステップＳ２４）。なお、ΔＶＨ１とΔＶＨ２が等しい場合にはどちらをシステム電圧偏差ΔＶＨとしても同じなので、ここではΔＶＨ１を選択するものとしている。
【００８７】
そして、制御部２６は、上述したようにＰＩ制御部６４においてシステム電圧偏差ΔＶＨを解消にするための比例積分制御を実行してシステム電圧補正値Ｃｖｈを算出し（ステップＳ２６）、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを上記システム電圧ベース値に加算することによってシステム電圧指令値ＶＨ＊を生成する（ステップＳ２８）。
【００８８】
このように生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊にしたがってコンバータ２０が昇圧動作することにより、選択された方のシステム電圧偏差に対応する交流モータＭ１またはＭ２の一方が最適電流位相での矩形波制御が実行され、他方の交流モータＭ２またはＭ１については最適電流位相での過変調制御または正弦波ＰＷＭ制御が実行されることになる。
【００８９】
なお、交流モータＭ１，Ｍ２が同一規格のモータであってトルク指令値および回転数が略同等である等の条件が揃えば、両方のモータＭ１，Ｍ２について最適電流位相での矩形波制御が実行されることもあり得る。
【００９０】
上述したように本実施形態のモータ制御システム１０では、交流モータＭ１，Ｍ２について、モータ電流の電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御されるようにシステム電圧ＶＨを電流位相フィードバック制御により可変するにあたり、電流ベクトルの電流位相（ｉｑ，ｉｄ）からそれぞれ求めたシステム電圧偏差ΔＶＨ１，ΔＶＨ２が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択することとしたので、個々の交流モータＭ１，Ｍ２に対応するフィードバック制御同士が干渉してシステム電圧ＶＨの可変制御が不安定になることがない。ここで、「フィードバック制御同士の干渉」とは、例えば、一方のフィードバック制御結果と他方のフィードバック制御結果とが対立して制御が困難になる場合であり、上記についていえばΔＶＨ１が＋６０ＶでΔＶＨ２が−２０Ｖ等の場合である。
【００９１】
また、大きい方の必要システム電圧をシステム指令ベース値として選択して、それについて電流位相フードバック制御により得られたシステム電圧補正値で補正することとしたので、次に入力または生成されるトルク指令値Ｔｑ＊が増加してシステム電圧ＶＨをより大きな値に昇圧することが必要になったときにも、システム電圧ＶＨの変動差を小さくできて滑らかな可変制御とすることができる。
【００９２】
次に、図１２および図１３を参照して、別の実施態様であるモータ制御システム８０について説明する。ここでは、上記モータ制御システム１０と相違する点について主として説明することとして、同じ構成要素に同じ参照符号を付して重複する説明を援用により省略する。
【００９３】
図１２は、電流位相フィードバック部５８に代わる電圧位相フィードバック部８２を含む制御部２６を示す、図７と同様のブロック図である。図１３は、図１２における電圧位相フィードバック部８２の一例を示すブロック図である。本実施形態のモータ制御システム８０では、制御部２６は、電流ベクトルの電流位相のフィードバック制御を行う電流位相フィードバック部５８に代えて、電圧位相フィードバック部８２を備えている。これ以外の構成は、上記モータ制御システム１０と同様である。
【００９４】
図１２に示すように、電圧位相フィードバック部８２は、矩形波制御ブロックのトルクフィードバック部５４から指令電圧位相Φｖの入力を受けて、これに基づきシステム電圧補正値Ｃｖｈを生成して加算部５９に出力する機能を有する。電圧位相フィードバック部８２には、後述するシステム電圧補正値Ｃｖｈの加算によって補正されたシステム電圧指令値ＶＨ＊（正確には「ＶＨ＊＋Ｃｖｈ」）が入力されるようになっている。
【００９５】
より詳細には、電圧位相フィードバック部８２は、図１３に示すように、目標電圧位相生成部８４と、減算部８６と、ＰＩ制御部８８とを含む。
【００９６】
目標電圧位相生成部８４には、補正後のシステム電圧指令値ＶＨ＊と目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇとの関係を規定するマップ８５がＲＯＭ等に予め記憶されており、入力されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に基づいてマップ８５から目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇを導出する。ここで「目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇ」とは、交流モータＭ１に流れるモータ電流の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）を、トルクを変えることなく（すなわち等トルク線上で）、上記最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔに変更するのに必要な矩形波パルスの電圧位相である。
【００９７】
目標電圧位相生成部８４から出力された目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇは、減算部８６において指令電圧位相Φｖと比較または減算されて電圧位相偏差ΔΦｖが生成される。そして、この電圧位相偏差ΔΦｖがＰＩ制御部８８に入力される。
【００９８】
ＰＩ制御部８８では、上記電圧位相偏差ΔΦｖを解消にするための比例積分制御を実行する。具体的には、ＰＩ制御部８８は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインによるＰＩ演算を行って制御偏差、具体的にはシステム電圧補正値Ｃｖｈを求め、そして、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを、システム電圧指令生成部５６によって生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊に対して、加算部５９にて加算して補正後システム電圧指令値（ＶＨ＊＋Ｃｖｈ）を生成する。
【００９９】
このようなシステム電圧指令値ＶＨ＊の補正が電圧位相フィードバック部８２を含む閉じた制御ループにて繰り返し実行されることによって、交流モータＭ１の電流位相（ｉｄ，ｉｑ）が最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで矩形波制御される状態に正確かつ迅速に移行できる。
【０１００】
本実施形態のモータ制御システム８０によっても同様に、矩形波パルスの電圧位相フィードバック制御を行うことにより、コンバータ２０による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流位相（ｉｄ，ｉｑ）ｏｐｔで交流モータＭ１を矩形波制御相により動作させることができる。これにより、コンバータ２０、インバータ２２１および交流モータＭ１を含むシステム系統の損失を効果的に低減または最小化できる。また、このようなシステム電圧ＶＨの可変制御を交流モータＭ２についても適用すれば、コンバータ２０、インバータ２２２および交流モータＭ２を含むシステム系統についても同様に損失低減を図れる。ただし、本実施形態においても、フィードバック制御の安定およびシステム電圧の滑らかな可変制御のために、フィードバック制御の対象となるシステム電圧偏差を選択するための処理を次のように実行する。
【０１０１】
図１４は、制御部２６において電圧位相のフィードバック制御によってシステム電圧指令値ＶＨ＊が生成される処理手順を示すフローチャートである。図１４に示す各ステップのうちステップＳ１０〜１６、Ｓ２８は図１１と同様であるためここでの説明を省略する。
【０１０２】
ステップＳ１４、Ｓ１６においてシステム電圧指令ベース値ＶＨbaseを設定した後、制御部２６は、第１および第２電圧位相偏差ΔΦ１，ΔΦ２を求める（ステップＳ３０）。これらの第１および第２電圧位相偏差ΔΦ１，ΔΦ２は、図１３を参照して上述したように、電圧位相フィードバック部８２においてマップ参照により導かれる目標電圧位相Φｖ＿ｔａｒｇとトルクフィードバック部５４から入力される実際の電圧位相Φｖとの差として各モータＭ１，Ｍ２についてそれぞれ求められるものである。
【０１０３】
続いて、制御部２６は、第１電圧位相偏差ΔΦ１と第２電圧位相偏差ΔΦ２とを比較して（ステップＳ３２）、大きい方の値を選択してフィードバック制御の対象となる電圧位相偏差ΔΦｖに設定する。すなわち、第１電圧位相偏差ΔΦ１が第２電圧位相偏差ΔΦ２以上であれば（ステップＳ３２でＹＥＳ）、第１電圧位相偏差ΔΦ１が電圧位相偏差ΔΦｖとして選択され（ステップＳ３４）、そうでなければ（ステップＳ３２でＮＯ）第２電圧位相偏差ΔΦ２が電圧位相偏差ΔΦｖとして選択される（ステップＳ３６）。なお、ΔΦ１とΔΦ２が等しい場合にはどちらを電圧位相偏差ΔΦｖとしても同じなので、ここではΔΦ１を選択するものとしている。
【０１０４】
そして、制御部２６は、上述したようにＰＩ制御部８８において上記電圧位相偏差ΔΦｖを解消にするためのシステム電圧補正値Ｃｖｈを算出し（ステップＳ３８）、このシステム電圧補正値Ｃｖｈを上記システム電圧ベース値に加算することによってシステム電圧指令値ＶＨ＊を生成する（ステップＳ２８）。
【０１０５】
このように生成されたシステム電圧指令値ＶＨ＊にしたがってコンバータ２０が昇圧動作することにより、選択された方の電圧位相偏差に対応する交流モータＭ１またはＭ２の一方が最適電流位相での矩形波制御が実行され、他方の交流モータＭ２またはＭ１については最適電流位相での過変調制御または正弦波ＰＷＭ制御が実行されることになる。
【０１０６】
本実施形態のモータ制御システム８０によっても同様に、交流モータＭ１，Ｍ２に対応するフィードバック制御同士が干渉してシステム電圧ＶＨの可変制御が不安定になることがなく、かつ、システム電圧ＶＨの可変制御を滑らかなものとすることができる。
【０１０７】
なお、本発明に係るモータ制御システムは、上述した各実施形態および変形例の構成に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された事項の範囲内において種々の変更や改良が可能である。
【符号の説明】
【０１０８】
１０，８０ モータ制御システム、１１ バッテリ、１２，１４ 電圧センサ、１６，１８ 平滑コンデンサ、２０ コンバータ、２４ 電流センサ、２６ 制御部、２８ 温度センサ、３０，３１ 電力線、３２ アース線、３４ Ｕ相アーム、３６ Ｖ相アーム、３８ Ｗ相アーム、３９ 中性点、４０ 回転角センサ、４３〜４７ 昇圧ライン、５０ ３相２相変換部、５２ トルク推定部、５３，８６ 減算部、５４ トルクフィードバック部、５６ システム電圧指令生成部、５８ 電流位相フィードバック部、５９ 加算部、６０ システム電圧フィードバック部、６２ ＶＨ偏差生成部、６４，８８ ＰＩ制御部、７０ 過変調矩形波切替ライン、８２ 電圧位相フィードバック部、８４ 目標電圧位相生成部、８５ マップ、２２１，２２２ インバータ、Ａ１ 正弦波ＰＷＭ制御領域、Ａ２ 過変調制御領域、Ａ３ 矩形波制御領域、Ｃｖｈ システム電圧補正値、Ｄ１−Ｄ８ ダイオード、Ｅ１−Ｅ８ 電力用半導体スイッチング素子、ｉｄ ｄ軸電流、ｉｑ ｑ軸電流、ｉｖ Ｖ相電流、ｉｗ Ｗ相電流、Ｋｍｄ 変調率、Ｌ リアクトル、Ｍ１，Ｍ２ 交流モータ、Ｎ１，Ｎ２ モータ回転数、Ｓ１−Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＥ 信号、ＳＭＲ１，ＳＭＲ２ システムメインリレー、Ｔｂ バッテリ温度、Ｔｑ＊ トルク指令、Ｔｑ 実際トルク、Ｖｂ バッテリ電圧、Ｖｄ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ システム電圧、ＶＨ＊ システム電圧指令値、Ｘ１，Ｘ２ 動作点、ΔＴｑ トルク偏差、ΔＶＨ システム電圧偏差、ΔΦｖ 電圧位相偏差、θ ロータ回転角、Φｖ 電圧位相、Φｖ＿ｔａｒｇ 目標電圧位相、ω モータ回転速度。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータ制御システムであって、
電源から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧可能なコンバータと、
前記コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換する第１および第２インバータと、
前記第１および第２インバータから交流電圧がそれぞれ印加されて駆動される第１および第２モータと、
入力または生成されるトルク指令値に応じて前記コンバータならびに前記第１および第２インバータを作動制御することにより前記第１および第２モータを正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で駆動可能な制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記第１および第２モータの少なくとも一方について、モータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御されるようにシステム電圧を前記電流位相のフィードバック制御により可変するにあたり、前記電流ベクトルからそれぞれ求めたシステム電圧偏差が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択する、
モータ制御システム。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御システムにおいて、
前記制御部は、前記各モータが必要とする第１および第２必要システム電圧値を比較して一方をシステム電圧指令ベース値として選択し、前記システム電圧指令ベース値に前記電流位相のフィードバック制御で得たシステム電圧補正値を加算して前記システム電圧指令値を生成する、
モータ制御システム。
【請求項３】
請求項１または２に記載のモータ制御システムにおいて、
前記制御部は、前記電流ベクトルの電流位相に代えて、前記モータに印加されるモータ電圧の電圧位相をフィードバック制御することを特徴とする、
モータ制御システム。
【請求項１】
モータ制御システムであって、
電源から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧可能なコンバータと、
前記コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換する第１および第２インバータと、
前記第１および第２インバータから交流電圧がそれぞれ印加されて駆動される第１および第２モータと、
入力または生成されるトルク指令値に応じて前記コンバータならびに前記第１および第２インバータを作動制御することにより前記第１および第２モータを正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で駆動可能な制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記第１および第２モータの少なくとも一方について、モータ電流のｄ軸ｑ軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御されるようにシステム電圧を前記電流位相のフィードバック制御により可変するにあたり、前記電流ベクトルからそれぞれ求めたシステム電圧偏差が大きい方のモータをフィードバック制御の対象として選択する、
モータ制御システム。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御システムにおいて、
前記制御部は、前記各モータが必要とする第１および第２必要システム電圧値を比較して一方をシステム電圧指令ベース値として選択し、前記システム電圧指令ベース値に前記電流位相のフィードバック制御で得たシステム電圧補正値を加算して前記システム電圧指令値を生成する、
モータ制御システム。
【請求項３】
請求項１または２に記載のモータ制御システムにおいて、
前記制御部は、前記電流ベクトルの電流位相に代えて、前記モータに印加されるモータ電圧の電圧位相をフィードバック制御することを特徴とする、
モータ制御システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１３−５５８４１（Ｐ２０１３−５５８４１Ａ）
【公開日】平成２５年３月２１日（２０１３．３．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１９３６８２（Ｐ２０１１−１９３６８２）
【出願日】平成２３年９月６日（２０１１．９．６）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月２１日（２０１３．３．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月６日（２０１１．９．６）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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