交流電動機の制御装置および制御方法
【課題】インバータを用いた交流電動機制御において、効率を低下させることなくインバータのスイッチングによるサージ電圧を抑制する。
【解決手段】交流制御指令（Ｖｕ）とキャリア信号（Ｖｃｗ）との電圧比較に基づいて、インバータ各相のスイッチング素子のオンオフが制御される。交流制御指令（Ｖｕ）は、三相変調のための本来の交流電圧指令（Ｖｕ♯）に、３次高調波電圧（Ｖｕｈ）を重畳することによって得られる。３次高調波電圧（Ｖｕｈ）は、相電流の特定タイミング（ｔｐ１、ｔｐ２）を含む所定の電流位相期間（Ｔ１）において、当該相でのスイッチング素子のオンオフが固定されるように設定される。
【解決手段】交流制御指令（Ｖｕ）とキャリア信号（Ｖｃｗ）との電圧比較に基づいて、インバータ各相のスイッチング素子のオンオフが制御される。交流制御指令（Ｖｕ）は、三相変調のための本来の交流電圧指令（Ｖｕ♯）に、３次高調波電圧（Ｖｕｈ）を重畳することによって得られる。３次高調波電圧（Ｖｕｈ）は、相電流の特定タイミング（ｔｐ１、ｔｐ２）を含む所定の電流位相期間（Ｔ１）において、当該相でのスイッチング素子のオンオフが固定されるように設定される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電動機の制御装置および制御方法に関し、より特定的には、インバータを用いた交流電動機制御における、インバータのスイッチングサージの低減技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、交流電動機を駆動制御するインバータにパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を適用することが行なわれている。インバータでは、ＰＷＭ制御に従って、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）をオンオフすることによって、交流電動機に供給される交流電力が制御される。
【０００３】
インバータでは、スイッチング素子のオンオフに伴ってサージ電圧が発生することが知られている。サージ電圧が耐圧を超えると、スイッチング素子の破壊や、モータ巻線の被膜に発生する絶縁破壊等によって、機器故障が発生する虞がある。一方、このような機器故障を回避するために、耐圧を高く設計すると、コスト上昇や機器体格の大型化を招いてしまう。
【０００４】
このため、特開２００９−１８９１７３号公報（特許文献１）には、サージ電圧を大きくしないように、インバータのスイッチングを制御することが記載されている。特許文献１には、正弦波ＰＷＭ制御および矩形波制御が選択的に適用されるインバータにおいて、電圧利用値が規定値を上回ることに基づいて、矩形波制御で制御されるときにはスイッチング状態の切換速度（オンオフ速度）を低下させることが記載されている。この結果、トルクの変動や制御の複雑化を抑制しつつ、複数のインバータ間でのスイッチング素子のオンオフが同時に切換えられても、この際のサージ電圧を抑制することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−１８９１７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１によるインバータのスイッチング制御では、サージ電圧を抑制するためにスイッチング速度を低下させることになる。スイッチング速度が低下すると、電流および電圧の変化も緩やかになるため、両者の積に依存するスイッチング損失が大きくなってしまう。この結果、効率が低下する虞がある。
【０００７】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、インバータを用いた交流電動機制御において、効率を低下させることなくインバータのスイッチングによるサージ電圧を抑制することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明のある局面では、交流電動機の制御装置は、インバータと、電流検出器と、制御指令演算部と、スイッチング制御部と、変調部とを備える。インバータは、複数相にそれぞれ対応した複数のスイッチング素子を有し、かつ、複数相の交流電動機に供給される交流電力を制御するように構成される。電流検出器は、交流電動機の複数相のそれぞれの相電流を検出するように構成される。制御指令演算部は、電流検出器によって検出された相電流を用いた制御演算に従って、複数相のそれぞれの交流制御指令を演算するように構成される。スイッチング制御部は、複数相のそれぞれについて、相電流の所定の電流位相期間においてインバータの当該相のスイッチング素子のオンオフが固定されるように、交流制御指令を修正するように構成される。変調部は、複数相のそれぞれについて、スイッチング制御部によって修正された交流制御指令に基づいてインバータからの交流電力を制御するように構成される。
【０００９】
好ましくは、電流位相期間は、相電流の各ピークタイミングおよび各ゼロクロスタイミングの所定の一方を含むように設定される。
【００１０】
さらに好ましくは、スイッチング制御部は、電流位相検出部と、電圧指令修正部と、加算部とを含む。電流位相検出部は、電流検出器によって検出された相電流に基づいて、相電流の位相を検出するように構成される。電圧指令修正部は、検出された位相に基づいて、交流制御指令に重畳させる３次高調波電圧を設定するように構成される。加算部は、設定された３次高調波電圧と、制御指令演算部による交流制御指令との加算によって、変調部へ伝達される交流制御指令を生成する。
【００１１】
さらに好ましくは、変調部は、スイッチング制御部により修正された交流制御指令と、キャリア信号との電圧比較に基づいて、複数のスイッチング素子のオンオフを制御するように構成される。電流位相検出部は、電流検出器の検出値に基づいて、相電流のピークタイミングおよびゼロクロスタイミングのうちの一方に対する他方のタイミングを検出する。電圧指令修正部は、検出された他方のタイミングと、交流電動機の回転速度とに少なくとも基づいて、次の一方のタイミングを含むように次の電流位相区間を設定するとともに、該電流位相期間において、変調部へ伝達される交流制御指令とキャリア信号との間の電圧の高低が固定されるように、３次高調波電圧を設定する。
【００１２】
また、さらに好ましくは、電流位相検出部は、電流検出器の検出値に基づいて、交流制御指令に対する相電流の位相差を検出する。電圧指令修正部は、検出した位相差に応じて、３次高調波電圧の予め設定された複数パターンのうちの１つのパターンを選択することによって、３次高調波電圧を設定する。
【００１３】
この発明の他の局面では、複数相の交流電動機の制御方法は、交流電動機の複数相のそれぞれの相電流を検出するステップと、検出された相電流を用いた制御演算に従って、複数相にそれぞれ対応した複数のスイッチング素子を有するインバータから交流電動機へ供給される交流電力についての、複数相のそれぞれの交流制御指令を演算するステップと、複数相のそれぞれについて、相電流の所定の電流位相期間においてインバータの当該相のスイッチング素子のオンオフが固定されるように、交流制御指令を修正するステップと、複数相のそれぞれについて、修正するステップにより修正された交流制御指令に基づいてインバータからの交流電力を制御するステップとを備える。
【００１４】
好ましくは、電流位相期間は、相電流の各ピークタイミングおよび各ゼロクロスタイミングの所定の一方を含むように設定される。
【００１５】
さらに好ましくは、制御するステップは、修正するステップにより修正された交流制御指令と、キャリア信号との電圧比較に基づいて、複数のスイッチング素子のオンオフを制御する。修正するステップは、検出された相電流に基づいて、相電流の位相を検出するステップと、検出された位相に基づいて、演算するステップによる交流制御指令に重畳させる３次高調波電圧を設定するステップと、設定された３次高調波電圧と、演算するステップによる交流制御指令との加算によって、電圧比較に用いる交流制御指令を生成するステップとを含む。
【００１６】
さらに好ましくは、修正するステップは、検出された相電流に基づいて、相電流のピークタイミングおよびゼロクロスタイミングのうちの一方のタイミングに対する他方のタイミングを検出するステップと、検出された他方のタイミング、交流電動機の回転速度とに少なくとも基づいて、次の一方のタイミングを推定するステップと、推定された一方のタイミング含むように次の電流位相区間を設定するとともに、該電流位相期間において、電圧比較に用いる交流制御指令とキャリア信号との間の電圧の高低が固定されるように、３次高調波電圧を設定するステップとを含む。
【００１７】
また、さらに好ましくは、修正するステップは、検出された相電流に基づいて、演算するステップによる交流制御指令に対する相電流の位相差を検出するステップと、検出した位相差に応じて、３次高調波電圧の予め設定された複数パターンのうちの１つのパターンを選択することによって、３次高調波電圧を設定するステップとを含む。
【発明の効果】
【００１８】
この発明によれば、インバータを用いた交流電動機制御において、効率を低下させることなくインバータのスイッチングによるサージ電圧を抑制することである。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態による交流電動機制御が適用されるモータ駆動システムの構成を示す回路図である。
【図２】図１に示したインバータに適用されるＰＷＭ制御を説明する波形図である。
【図３】リカバリサージを抑制するためのインバータでのスイッチング制御を説明するための波形図である。
【図４】ターンオフサージを抑制するためのインバータでのスイッチング制御を説明するための波形図である。
【図５】本発明の実施の形態による交流電動機制御の構成を説明する機能ブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態による交流電動機制御の処理手順を示すフローチャートである。
【図７】リカバリサージを抑制するための制御処理手順を示すフローチャートである。
【図８】ターンオフサージを抑制するための制御処理手順を示すフローチャートである。
【図９】本発明の実施の形態の変形例による交流電動機制御の変形例を説明するための波形図である。
【図１０】本発明の実施の形態の変形例による交流電動機制御における電圧指令修正値を設定するための処理手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下に図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
【００２１】
図１は、本発明の実施の形態による交流電動機制御が適用されるモータ駆動システムの構成を示す回路図である。
【００２２】
図１を参照して、モータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。
【００２３】
交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。
【００２４】
直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。
【００２５】
直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。
【００２６】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオンオフされる。
【００２７】
コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ１およびＳＧ２によって制御される。
【００２８】
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポ
ーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。
【００２９】
インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８によって制御される。
【００３０】
以下では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７を総括的に「上アーム素子」とも称するとともに、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８を総括的に「下アーム素子」とも称する。
【００３１】
代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００３２】
コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨへ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。
【００３３】
また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオ
ンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。
【００３４】
平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、直流電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００３５】
インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００３６】
さらに、モータ駆動システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧ＶＨを平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３７】
電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる相電流を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分の電流（たとえば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）を検出するように配置してもよい。すなわち、残り１相の電流については演算（たとえば、Ｖ相電流Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ））によって求めてもよい。
【００３８】
このように、各相（３相）に配置された電流センサ２４、あるいは、１相を除く各相（２相）に配置された電流センサ２４と上記演算式とによって、交流電動機Ｍ１のそれぞれの相の電流を検出するための「電流検出器」が構成される。
【００３９】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度および回転加速度を算出できる。
【００４０】
制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動システム１００の動作を制御する。
【００４１】
代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出された直流電圧ＶＨおよび電流センサ２４によって検出されるモータ電流（相電流Ｉｕ，Ｉｗ）、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００４２】
コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、直流電圧ＶＨをフィードバック制御し、直流電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成する。
【００４３】
また、制御装置３０は、交流電動機Ｍ１が回生制動モードで動作するときには、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。さらに、制御装置３０は、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００４４】
インバータ１４には、代表的にはＰＷＭ制御が適用される。図２は、インバータ１４に適用されるＰＷＭ制御を説明する波形図である。
【００４５】
図２を参照して、ＰＷＭ制御では、キャリア信号１６０と、交流制御指令１７０との電圧比較に基づいて、インバータ１４の各相スイッチング素子のオンオフが制御される。たとえば、交流制御指令１７０がキャリア信号１６０よりも高い区間では、当該相の上アーム素子がオンされる一方で、下アーム素子がオフされる。反対に、交流制御指令１７０がキャリア信号１６０よりも低い区間では、当該相の下アーム素子がオンされる一方で、上アーム素子がオンされる。
【００４６】
この結果、インバータ１４からは相電圧として、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル（Ｈレベル）区間と、下アーム素子のオン期間に対応する、ローレベル（Ｌレベル）区間とが集合したパルス幅変調電圧１８０が、疑似正弦波電圧として交流電動機Ｍ１へ印加される。キャリア信号１６０は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成することができる。以下では、三角波を例示する。
【００４７】
このように、インバータ１４では、キャリア信号１６０の周期に対応して、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８がオンオフされる。このオンオフに伴って、当該スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８および逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８によるサージ電圧が発生する。
【００４８】
スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８によるサージ電圧は、相電流をオフする際に、ｄｉ／ｄｔに応じて発生する。したがって、このサージ電圧（以下、「ターンオフサージ」と称する）は、スイッチング素子の通過電流が最大のタイミング、すなわち相電流のピークタイミングでスイッチング素子をオンオフするときに最大となる。
【００４９】
一方、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８によるサージ電圧（以下、「リカバリサージ」とも称する）は、ダイオード電流が零になって逆回復電流が生じているタイミング、すなわち、相電流のゼロクロスタイミング付近でスイッチング素子をオンオフするときに最大となる。
【００５０】
本発明の実施の形態による電動機制御では、以下に説明する図３または図４に従って、ターンオフサージおよびリカバリサージに代表されるスイッチングサージをスイッチング制御によって軽減する。ここで、インバータ１４におけるスイッチングサージとして、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に生じる上記ターンオフサージと、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８に生じる上記リカバリサージとのいずれが大きくなるかについては、モータ駆動システム１００のハード構成や、使用する電流領域によって変化する。
【００５１】
したがって、ハード構成の設計によって、ターンオフサージおよびリカバリサージのいずれが大きいか、言い換えれば、ターンオフサージおよびリカバリサージのいずれをスイッチング制御によって抑制すべきかについては、予め決定することができる。あるいは、ターンオフサージおよびリカバリサージのいずれかを積極的に大きくするように設計した上で、相対的に大きなサージをスイッチング制御によって軽減することもできる。
【００５２】
図３および図４は、リカバリサージおよびターンオフサージをそれぞれ抑制するためのスイッチング制御を説明するための波形図である。図３および図４には、Ｕ相におけるスイッチング制御を例示するが、Ｖ相およびＷ相についても、電気角１２０°ずつの位相差で、同様のスイッチング制御が行なわれる。
【００５３】
図３を参照して、Ｕ相電流Ｉｕは、交流電動機Ｍ１の回転周波数に応じた基本波周波数の交流電流となる。そして、上述のように、逆並列ダイオードＤ３，Ｄ４のリカバリサージは、相電流のゼロクロスタイミングｔｚ１，ｔｚ２の付近で、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンオフするときに最大となる。
【００５４】
したがって、本実施の形態では、リカバリサージを抑制するために、Ｕ相電流の各ゼロクロスタイミングｔｚ（ｔｚ１、ｔｚ２等を包括的に記載するもの）を含む所定の電流位相期間Ｔ１において、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを固定する。すなわち、Ｕ相でのスイッチングが固定される。この結果、電流位相期間Ｔ１では、インバータ出力電圧は、Ｈレベル（上アーム素子オン）またはＬレベル（下アーム素子オン）に固定される。
【００５５】
たとえば、交流制御指令として、基本波周波数の正弦波である本来の電圧指令値Ｖｕ♯に対して電圧指令修正値Ｖｕｈを重畳して、電圧指令値Ｖｕを設定する。そして、この電圧指令値Ｖｕとキャリア信号（電圧Ｖｃｗ）との電圧比較に基づいて、図２に示したように、上アーム素子（スイッチング素子Ｑ３）および下アーム素子（スイッチング素子Ｑ４）のオンオフを制御する。これにより、Ｕ相電流Ｉｕの電流位相期間Ｔ１でのＵ相のスイッチングを固定できる。
【００５６】
電圧指令修正値Ｖｕｈは、基本的には３次高調波、すなわち相電流の３倍の周波数を有するように決定される。このようにすると、電気角６０°ずつで周期的に変化する高調波電圧を発生させることができるので、電気角６０°の位相期間に対応させて、スイッチング素子のオンオフを固定できる。
【００５７】
なお、電流位相期間Ｔ１は、Ｕ相電流Ｉｕのピークタイミングｔｐ（ｔｐ１，ｔｐ２等を包括的に記載するもの）が検出されると、少なくとも交流電動機Ｍ１の回転速度に基づいて、次のゼロクロスタイミングｔｚを推定することによって設定することができる。なお、交流電動機Ｍ１の回転速度に加えて、回転加速度をさらに反映すると、さらに高精度に次のゼロクロスタイミングを推定できる。電流位相期間Ｔ１は、推定したゼロクロスタイミングを含む、所定の位相区間（たとえば、３次高調波の適用時には電気角６０°）に設定される。
【００５８】
図４を参照して、ターンオフサージを抑制する際には、Ｕ相電流Ｉｕのゼロクロスタイミングｔｚ（図４ではｔｚ３）が検出される毎に、次の電流ピークタイミングｔｐ（図４ではｔｐ４）が推定される。電流ピークタイミングについても、ゼロクロスタイミングの推定と同様に、少なくとも交流電動機Ｍ１の回転速度に基づいて、好ましくは、交流電動機Ｍ１の回転速度および回転加速度に基づいて推定できる。
【００５９】
そして、推定されたゼロクロスタイミングを含む電流位相期間Ｔ２において、Ｕ相（スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４）でのスイッチングが固定される。すなわち、電流位相期間Ｔ２では、インバータ出力電圧は、Ｈレベル（上アーム素子オン）またはＬレベル（下アーム素子オン）に固定される。
【００６０】
図４に示されるように、本来の交流制御指令である正弦波状の電圧指令値Ｖｕ♯に重畳する電圧指令修正値Ｖｕｈを調整することによって、上記電流位相期間Ｔ２でのスイッチングを固定することができる。電圧指令修正値Ｖｕｈは、図３と同様に、基本的には３次高調波、すなわち相電流の３倍の周波数を有するように決定される。これにより、電流位相期間Ｔ２を電気角６０°に対応させて設けることができる。
【００６１】
上記のように、三相の交流電動機Ｍ１の制御においては、特定の電流位相期間Ｔ１またはＴ２において、当該相のスイッチングを固定するとともに残りの２相でＰＷＭスイッチングを行なう、いわゆる二相変調を実行する。これにより、相電流のゼロクロスタイミングを含む電流位相期間Ｔ１に二相変調を適用した場合には、リカバリサージを抑制することができる一方で、相電流のピークタイミングを含む電流位相期間Ｔ２に二相変調を適用した場合には、ターンオフサージを抑制することができる。
【００６２】
図５は、本発明の実施の形態による交流電動機制御の構成を説明する機能ブロック図である。特に、図５では、交流電動機制御でのサージ抑制のためのスイッチング制御を適用したパルス幅変調制御の構成が示される。なお、図５に示された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路（ハードウェア）で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０（ＥＣＵ）がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。
【００６３】
図５を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流サンプリング部２０５と、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０と、搬送波制御部２７０と、スイッチング制御部３００とを含む。スイッチング制御部３００は、電流位相検出部３１０と、電圧指令修正部３２０と、加算部３３０とを有する。
【００６４】
電流サンプリング部２０５は、一定周期で発生されるサンプリング指示に応答して電流センサ２４の出力をサンプリングすることによって、Ｕ〜Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを取得する。上述のように、電流センサ２４が配置されていない１相についても、残りの相に配置された電流センサ２４の出力から演算によって求めることができる。
【００６５】
ＰＷＭ制御部２００は、電流サンプリング部２０５によって取得された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いた後述の制御演算に従って、交流電動機Ｍ１を制御するように構成される。
【００６６】
電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。
【００６７】
座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流サンプリング部２０５からの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。
【００６８】
電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。
【００６９】
座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に変換する。これらの基本的な電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯は、インバータ１４から交流電動機Ｍ１へ印加されるべき、基本波周波数の正弦波電圧（交流電圧）を示すものである。電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯は、等振幅で電気角１２０°ずつ位相がずれている。
【００７０】
スイッチング制御部３００は、所定の電流位相（代表的には、リカバリサージおよびターンオフサージの所定の一方を含む）において、当該相のスイッチングを固定するために、図３または図４に示したように、電圧指令生成部２４０からの電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を修正する。
【００７１】
電流位相検出部３１０は、電流サンプリング部２０５によって取得された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推移に基づいて、電流位相を検出する。具体的には、スイッチング制御部３００がリカバリサージを抑制するときには、電流位相検出部３１０は、次のゼロクロスタイミングを推定するために、相電流のピークタイミングを検出する。そして、電流位相検出部３１０は、ピークタイミングを検出すると、図３で説明したように、次のゼロクロスタイミングを推定する。
【００７２】
一方、スイッチング制御部３００がターンオフサージを抑制するときには、電流位相検出部３１０は、次のピークタイミングを推定するために、相電流のゼロクロスタイミングを検出する。そして、電流位相検出部３１０は、ゼロクロスタイミングを検出すると、図３で説明したように、次のピークタイミングを推定する。
【００７３】
電圧指令修正部３２０は、電流位相検出部３１０によって検出された電流位相に従って、各相電流のゼロクロスタイミングおよびピークタイミングの所定の一方を含む電流位相期間で当該相の上アーム素子および下アーム素子のオンオフが固定されるように電圧指令値を修正するための、電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを発生する。上述のように、電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、３次高調波電圧で与えられる。
【００７４】
電圧指令修正部３２０は、図３の電流位相期間Ｔ１または図４の電流位相期間Ｔ２で当該相のスイッチングを固定するように、電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈである３次高調波の波形および／または位相を調整する。なお、３次高調波電圧の波形としては、公知の種々の電圧波形を適用することができる。
【００７５】
加算部３３０は、電圧指令生成部２４０からの電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯と、電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈとを加算することによって、ＰＷＭ変調部２６０へ出力される、最終的な電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。すなわち、Ｖｕ＝Ｖｕ♯＋Ｖｕｈ、Ｖｖ＝Ｖｖ♯＋Ｖｖｈ、および、Ｖｗ＝Ｖｗ♯＋Ｖｗｈである。これにより、図３または図４に示された、高調波電圧（３次高調波）が重畳された電圧指令を得ることができる。
【００７６】
搬送波制御部２７０は、所定のキャリア周波数のキャリア信号（電圧Ｖｃｗ）を発生する。一般的には、キャリア周波数は、可聴周波数帯を考慮して、相対的に電磁騒音が感知され難い周波数に設定される。なお、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、キャリア周波数を変化させてもよい。
【００７７】
ＰＷＭ変調部２６０は、搬送波制御部２７０からのキャリア信号１６０（図２）と、電圧指令修正部３２０によって修正された電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（図２での交流制御指令１７０に相当）との電圧比較に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成する。
【００７８】
スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に従って、インバータ１４の各相上下アーム素子のオンオフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に、図２のパルス幅変調電圧１８０に相当する疑似正弦波電圧が印加される。なお、ＰＷＭ変調におけるキャリア信号１６０の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（直流電圧ＶＨ）に相当する。ただし、各相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅について、Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づく本来の振幅値を直流電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いるキャリア信号１６０の振幅を固定できる。
【００７９】
次に、図６および図７を用いて、図５に示した本発明の実施の形態による交流電動機制御を実現するための制御処理手順を説明する。図６，７に示す制御処理は、所定の制御周期毎に実行される。また、図６，７を始めとする以下に説明するフローチャートの各ステップは、制御装置３０によるソフトウェア処理（格納プログラムのＣＰＵによる実行）あるいはハードウェア処理（専用電子回路の作動）によって実現されるものとする。
【００８０】
図６を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００では、電流センサ２４の出力サンプリングに基づいて、交流電動機Ｍ１の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを取得する。すなわち、ステップＳ１００の処理は、図５の電流サンプリング部２０５の機能に対応する。
【００８１】
制御装置３０は、ステップＳ２００では、取得した相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づき、電流フィードバックによる三相変調のための交流制御指令を演算する。この交流制御指令は、各相に通常のＰＷＭ制御を実行する三相変調のための指令値であり、図５に示した電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に対応する。すなわち、ステップＳ２００による処理は、図５の電流指令生成部２１０、座標変換部２２０，２５０、および電圧指令生成部２４０の機能に対応する。
【００８２】
制御装置３０は、ステップＳ３００では、相電流のゼロクロスタイミングまたはピークタイミングを含む所定の電流位相において、当該相のスイッチングを固定するように電圧指令修正値を設定する。これにより、当該相でのスイッチングが固定される一方で、残りの二相で通常のＰＷＭ制御に従うスイッチングが実行される二相変調が適用されることになる。
【００８３】
このステップＳ３００では、図７に示す処理および、図８に示す処理の所定の一方が実行される。ステップＳ３００は、インバータ１４のリカバリサージがターンオフサージよりも大きいときには、図７の処理を実行するように構成される。
【００８４】
図７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ３１０では、ステップＳ１００で取得された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推移に基づいて、相電流のピークタイミングを検出するための処理を実行する。
【００８５】
そして、制御装置３０は、ステップＳ３１０によって相電流のピークが検出されると（Ｓ３２０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ３３０により、交流電動機Ｍ１の回転速度（あるいは、回転速度および回転加速度）に基づいて、当該相電流の次のゼロクロスタイミングを推定する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ３４０では、推定したゼロクロスタイミングを含む所定の電流位相期間（図３の電流位相期間Ｔ１）で、当該相のスイッチング素子のオンオフを固定するための、電圧指令修正値を算出する。
【００８６】
一方、ステップＳ３１０によって相電流のピークが検出されないとき（Ｓ３２０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３５０により、現在の電圧指令修正値を維持する。すなわち、前回の電流ピーク検出時に算出された電圧指令修正値が維持される。
【００８７】
また、ターンオフサージがリカバリサージよりも大きいときには、ステップＳ３００（図６）は、図８の処理を実行するように構成される。
【００８８】
図８を参照して、制御装置３０は、ステップＳ３１５では、ステップＳ１００で取得された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推移に基づいて、相電流のゼロクロスタイミングを検出するための処理を実行する。
【００８９】
そして、制御装置３０は、ステップＳ３１５によって相電流のゼロクロスが検出されると（Ｓ３２５のＹＥＳ判定時）、ステップＳ３３５により、交流電動機Ｍ１の回転速度（あるいは、回転速度および回転加速度）に基づいて、当該相電流の次のピークタイミングを推定する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ３４５では、推定したピークタイミングを含む所定の電流位相期間（図３の電流位相期間Ｔ２）で、当該相のスイッチング素子のオンオフを固定するための、電圧指令修正値を算出する。
【００９０】
一方、ステップＳ３１５によって相電流のゼロクロスが検出されないとき（Ｓ３２５のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３５５により、現在の電圧指令修正値を維持する。すなわち、前回の電流ゼロクロス検出時に算出された電圧指令修正値が維持される。
【００９１】
図７および図８に示した処理は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれについて実行してもよく、いずれか１相について制御処理を行うととともに、他の２相については電気角１２０°ずつ位相をずらして適用してもよい。この結果、図７または図８に示す処理を実行するステップＳ３００により、電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが設定される。すなわち、ステップＳ３００による処理は、図５の電流位相検出部３１０および電圧指令修正部３２０の機能に対応する。
【００９２】
再び、図６を参照して、制御装置３０は、ステップＳ３５０により、ステップＳ２００で演算された電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯と、ステップＳ３００で設定された電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈとの加算によって、最終的な電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。すなわち、ステップＳ３５０による処理は、図５の加算部３３０の機能に対応する。
【００９３】
さらに、制御装置３０は、ステップ４００により、ステップＳ３５０で算出された電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、キャリア信号との電圧比較を実行する。そして、制御装置３０は、ステップＳ４１０により、ステップＳ４００での電圧比較に従ったパルス幅変調制御により、インバータ１４のスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成する。このスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に基づいて、インバータ１４のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフが制御される。
【００９４】
このように、本発明の実施の形態による交流電動機制御によれば、相電流の特定の位相期間で当該相のスイッチング素子がオンオフされないようにスイッチングを固定するための二相変調を実行することができる。特に、リカバリサージが最大となる電流ゼロクロスタイミングおよび、ターンオフサージが最大となる電流ピークタイミングの所定の一方を含む電流位相区間で、当該相に二相変調を適用することにより、スイッチングサージの最大値を抑制できる。すなわち、ハード設計に依存して決まる、ターンオフサージおよびリカバリサージのうちのサージ電圧が大きい所定の一方を、スイッチング制御によって抑制することができる。
【００９５】
これにより、スイッチング速度を低下させることによって電動機効率を低下させることなく、インバータ１４のスイッチングによって発生するサージ電圧を抑制できる。この結果、スイッチングサージに起因する機器故障を抑制できる他、耐圧設計の緩和による機器のコスト低下や体格小型化が期待できる。
【００９６】
また、電圧指令修正値として３次高調波電圧を用いることにより、３次高調波を各相電圧に重畳しても、交流電動機Ｍ１の線間電圧は変化しないので、トルク制御への悪影響を抑制した上で、スイッチングサージ抑制のためのスイッチング固定（電流位相に応じた二相変調の適用）を実現することができる。また、各相において、二相変調が適用されるに電流位相期間Ｔ１，Ｔ２を、電気角６０°の期間確保できるので、相電流のゼロクロスタイミングまたはピークタイミングの推定誤差が生じた場合にも、スイッチングサージを抑制することができる。
【００９７】
（変形例）
上述のように、本発明の実施の形態による電動機制御では、相電流のゼロクロスタイミングまたはピークタイミングが検出される毎に、次のピークタイミングまたはゼロクロスタイミングの推定および電圧指令修正値の演算を逐次実行する。このため、制御装置３０のＣＰＵ負荷が高くなる虞がある。したがって、図９では、電圧指令修正値の設定におけるＣＰＵ負荷を低減するための制御について説明する。
【００９８】
図９は、本発明の実施の形態の変形例による交流電動機制御の変形例を説明するための波形図である。図９においても、Ｕ相におけるスイッチング制御を例示するが、Ｖ相およびＷ相についても、電気角１２０°ずつの位相差で、同様のスイッチング制御が適用できる。
【００９９】
図９には、正弦波の電圧指令値Ｖｕ♯の３個の異なる所定の位相区間Ｔａ〜Ｔｃにおいて、Ｕ相のスイッチングを固定するための電圧指令値Ｖｕの設定例が示される。
【０１００】
パターン１では、位相区間Ｔａ（電気角３０°〜９０°，２１０°〜２７０°）においてＵ相のスイッチングを固定するための、電圧指令修正値Ｖｕｈ１と、最終的な電圧指令値Ｖｕ（Ｖｕ＝Ｖｕ♯＋Ｖｕｈ１）とが示される。
【０１０１】
同様に、パターン２では位相区間Ｔｂ（電気角６０°〜１２０°，２４０°〜３００°）において、Ｕ相のスイッチングを固定するための、電圧指令修正値Ｖｕｈ２と、最終的な電圧指令値Ｖｕ（Ｖｕ＝Ｖｕ♯＋Ｖｕｈ２）とが示される。また、パターン３では、位相区間Ｔｃ（電気角９０°〜１５０°，２７０°〜３３０°）においてＵ相のスイッチングを固定するための、電圧指令修正値Ｖｕｈ３と、最終的な電圧指令値Ｖｕ（Ｖｕ＝Ｖｕ♯＋Ｖｕｈ３）とが示される。
【０１０２】
予め設定された複数の電圧指令修正値Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３から、いずれか１つを選択することによって、正弦波の電圧指令値Ｖｕ♯の所定の位相区間（電気角６０°区間×２）を選択して、Ｕ相のスイッチングを固定することができる。すなわち、３相変調のための電圧指令値Ｖｕ♯と相電流Ｉｕとの位相差に基づいて、適切な電流位相区間でＵ相のスイッチングを固定するための電圧指令修正値の選択を行うことができる。
【０１０３】
このように、電圧指令修正値Ｖｕの予め設定された複数の候補（パターン）Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３からいずれか１つを選択することによって、電圧指令修正値Ｖｕｈを設定することとすれば、ピークタイミングまたはゼロクロスタイミングの推定および電圧指令修正値の演算を逐次実行する場合と比較して、ＣＰＵ負荷を軽減することができる。
【０１０４】
したがって、本発明の実施の形態の変形例による電動機制御では、図６に示したフローチャートのステップＳ３００の処理を、図７または図８に示す処理から、図１０に示す処理に変更する。なお、図１０に示した処理は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれについて実行してもよく、いずれか１相について制御処理を行うととともに、他の２相については電気角１２０°ずつ位相をずらして適用してもよい。
【０１０５】
図１０を参照して、制御装置３０は、ステップＳ３１７では、ステップＳ１００で取得された相電流の推移に基づいて、相電流のゼロクロスまたはピークを検出するための処理を実行する。ステップＳ３１７による処理は、図７のステップＳ３１０または図８のステップＳ３１５と同様に実行できる。
【０１０６】
制御装置３０は、相電流のピークまたはゼロクロスが検出されたときには（Ｓ３２７のＹＥＳ判定時）、三相変調のための電圧指令値Ｖｕ♯との位相比較により、相電流の位相を演算する。相電流Ｉｕおよび電圧指令値Ｖｕ♯の位相差から、電流ピークタイミングおよび電流ゼロクロスタイミング所定の一方を含む、電圧指令値Ｖｕ♯の位相区間を決めることができる。特に、複数の候補Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３にそれぞれ対応する、電圧指令値Ｖｕ♯の複数の位相区間のいずれを選択すべきかを決定できる。
【０１０７】
したがって、相電流の位相（電圧指令値Ｖｕ♯との位相差）と、電圧指令修正値Ｖｕの複数の候補（パターン）Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３との対応関係は、予めマップ化しておくことができる。
【０１０８】
制御装置３０は、ステップＳ３４７では、ステップＳ３３７により演算された電流位相に基づいて、図９のパターン１〜パターン３のうちの１つを選択するように、複数の電圧指令修正値Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３のうちの１つを選択する。
【０１０９】
ステップＳ３１７によって相電流のピークまたはゼロクロスが検出されないとき（Ｓ３２７のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３５７により、現在の電圧指令修正値の選択を維持する。すなわち、前回の電流ピークまたは電流ゼロクロス時に選択された電圧指令修正値が維持される。
【０１１０】
そして、ステップＳ３００以外では、図６に示した制御処理が実行されることにより、本発明による実施の形態による電動機制御と同様に、スイッチングサージを抑制することができる。さらに、予め設定された複数個のパターンからの選択によって電圧指令修正値Ｖｕ．Ｖｖ，Ｖｗを設定できるので、制御装置３０でのＣＰＵ負荷の軽減を図ることができる。
【０１１１】
なお、図９には３つのパターンを示したが、異なる位相区間でスイッチングを固定するための電圧指令修正値のパターン数については、任意の複数個とすることができる点について確認的に記載する。
【０１１２】
また、本実施の形態およびその変形例では、交流電動機Ｍ１として三相電動機を例示したが、三相以外の複数相の交流電動機に対しても、本発明による交流電動機制御を適用することができる。この場合、線間電圧に変化が生じない次数の高調波の電圧指令修正値を用いる。たとえば、四相の交流電動機であれば、４次高調波の電圧指令修正値を用いることで、線間電圧を変化させることなく所望のトルクを出力することができる。
【０１１３】
さらに、インバータ１４の各相について、電流位相期間Ｔ１またはＴ２でスイッチングを固定する一方で、その他の位相期間では交流制御指令に従ってスイッチングすることが可能な制御方式であれば、ＰＷＭ変調に限定されることなく本発明を適用することも可能である。
【０１１４】
なお、図１では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（直流電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。すなわち、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。
【０１１５】
また、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。
【０１１６】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
本発明は、インバータを用いた交流電動機制御に適用することができる。
【符号の説明】
【０１１８】
５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動システム、１６０ キャリア信号、１７０ 交流制御指令、１８０ パルス幅変調電圧、２００ 制御部、２０５ 電流サンプリング部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、２７０ 搬送波制御部、３００ スイッチング制御部、３１０ 電流位相検出部、３２０ 電圧指令修正部、３３０ 加算部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｉｂ 直流電流、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ 電流指令値（ｄ軸，ｑ軸）、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ 相電流、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＧ１〜ＳＧ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔ１，Ｔ２ 電流位相期間（二相変調適用）、Ｔａ〜Ｔｃ 位相区間（相電圧指令）、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、ＶＨ，ＶＬ 直流電圧、Ｖｃｗ 電圧（キャリア信号）、Ｖｄ♯ ｄ軸電圧指令値、Ｖｑ♯ ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 電圧指令値（最終値）、Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯ 電圧指令値（修正前）、Ｖｕ 電圧指令値、Ｖｕ 電圧指令修正値、Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈ 電圧指令修正値、Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３ 電圧指令修正値（候補パターン）、ｔｚ１〜ｔｚ３ ゼロクロスタイミング（相電流）、ｔｐ１〜ｔｐ４ ピークタイミング（相電流）。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電動機の制御装置および制御方法に関し、より特定的には、インバータを用いた交流電動機制御における、インバータのスイッチングサージの低減技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、交流電動機を駆動制御するインバータにパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を適用することが行なわれている。インバータでは、ＰＷＭ制御に従って、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）をオンオフすることによって、交流電動機に供給される交流電力が制御される。
【０００３】
インバータでは、スイッチング素子のオンオフに伴ってサージ電圧が発生することが知られている。サージ電圧が耐圧を超えると、スイッチング素子の破壊や、モータ巻線の被膜に発生する絶縁破壊等によって、機器故障が発生する虞がある。一方、このような機器故障を回避するために、耐圧を高く設計すると、コスト上昇や機器体格の大型化を招いてしまう。
【０００４】
このため、特開２００９−１８９１７３号公報（特許文献１）には、サージ電圧を大きくしないように、インバータのスイッチングを制御することが記載されている。特許文献１には、正弦波ＰＷＭ制御および矩形波制御が選択的に適用されるインバータにおいて、電圧利用値が規定値を上回ることに基づいて、矩形波制御で制御されるときにはスイッチング状態の切換速度（オンオフ速度）を低下させることが記載されている。この結果、トルクの変動や制御の複雑化を抑制しつつ、複数のインバータ間でのスイッチング素子のオンオフが同時に切換えられても、この際のサージ電圧を抑制することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−１８９１７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１によるインバータのスイッチング制御では、サージ電圧を抑制するためにスイッチング速度を低下させることになる。スイッチング速度が低下すると、電流および電圧の変化も緩やかになるため、両者の積に依存するスイッチング損失が大きくなってしまう。この結果、効率が低下する虞がある。
【０００７】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、インバータを用いた交流電動機制御において、効率を低下させることなくインバータのスイッチングによるサージ電圧を抑制することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明のある局面では、交流電動機の制御装置は、インバータと、電流検出器と、制御指令演算部と、スイッチング制御部と、変調部とを備える。インバータは、複数相にそれぞれ対応した複数のスイッチング素子を有し、かつ、複数相の交流電動機に供給される交流電力を制御するように構成される。電流検出器は、交流電動機の複数相のそれぞれの相電流を検出するように構成される。制御指令演算部は、電流検出器によって検出された相電流を用いた制御演算に従って、複数相のそれぞれの交流制御指令を演算するように構成される。スイッチング制御部は、複数相のそれぞれについて、相電流の所定の電流位相期間においてインバータの当該相のスイッチング素子のオンオフが固定されるように、交流制御指令を修正するように構成される。変調部は、複数相のそれぞれについて、スイッチング制御部によって修正された交流制御指令に基づいてインバータからの交流電力を制御するように構成される。
【０００９】
好ましくは、電流位相期間は、相電流の各ピークタイミングおよび各ゼロクロスタイミングの所定の一方を含むように設定される。
【００１０】
さらに好ましくは、スイッチング制御部は、電流位相検出部と、電圧指令修正部と、加算部とを含む。電流位相検出部は、電流検出器によって検出された相電流に基づいて、相電流の位相を検出するように構成される。電圧指令修正部は、検出された位相に基づいて、交流制御指令に重畳させる３次高調波電圧を設定するように構成される。加算部は、設定された３次高調波電圧と、制御指令演算部による交流制御指令との加算によって、変調部へ伝達される交流制御指令を生成する。
【００１１】
さらに好ましくは、変調部は、スイッチング制御部により修正された交流制御指令と、キャリア信号との電圧比較に基づいて、複数のスイッチング素子のオンオフを制御するように構成される。電流位相検出部は、電流検出器の検出値に基づいて、相電流のピークタイミングおよびゼロクロスタイミングのうちの一方に対する他方のタイミングを検出する。電圧指令修正部は、検出された他方のタイミングと、交流電動機の回転速度とに少なくとも基づいて、次の一方のタイミングを含むように次の電流位相区間を設定するとともに、該電流位相期間において、変調部へ伝達される交流制御指令とキャリア信号との間の電圧の高低が固定されるように、３次高調波電圧を設定する。
【００１２】
また、さらに好ましくは、電流位相検出部は、電流検出器の検出値に基づいて、交流制御指令に対する相電流の位相差を検出する。電圧指令修正部は、検出した位相差に応じて、３次高調波電圧の予め設定された複数パターンのうちの１つのパターンを選択することによって、３次高調波電圧を設定する。
【００１３】
この発明の他の局面では、複数相の交流電動機の制御方法は、交流電動機の複数相のそれぞれの相電流を検出するステップと、検出された相電流を用いた制御演算に従って、複数相にそれぞれ対応した複数のスイッチング素子を有するインバータから交流電動機へ供給される交流電力についての、複数相のそれぞれの交流制御指令を演算するステップと、複数相のそれぞれについて、相電流の所定の電流位相期間においてインバータの当該相のスイッチング素子のオンオフが固定されるように、交流制御指令を修正するステップと、複数相のそれぞれについて、修正するステップにより修正された交流制御指令に基づいてインバータからの交流電力を制御するステップとを備える。
【００１４】
好ましくは、電流位相期間は、相電流の各ピークタイミングおよび各ゼロクロスタイミングの所定の一方を含むように設定される。
【００１５】
さらに好ましくは、制御するステップは、修正するステップにより修正された交流制御指令と、キャリア信号との電圧比較に基づいて、複数のスイッチング素子のオンオフを制御する。修正するステップは、検出された相電流に基づいて、相電流の位相を検出するステップと、検出された位相に基づいて、演算するステップによる交流制御指令に重畳させる３次高調波電圧を設定するステップと、設定された３次高調波電圧と、演算するステップによる交流制御指令との加算によって、電圧比較に用いる交流制御指令を生成するステップとを含む。
【００１６】
さらに好ましくは、修正するステップは、検出された相電流に基づいて、相電流のピークタイミングおよびゼロクロスタイミングのうちの一方のタイミングに対する他方のタイミングを検出するステップと、検出された他方のタイミング、交流電動機の回転速度とに少なくとも基づいて、次の一方のタイミングを推定するステップと、推定された一方のタイミング含むように次の電流位相区間を設定するとともに、該電流位相期間において、電圧比較に用いる交流制御指令とキャリア信号との間の電圧の高低が固定されるように、３次高調波電圧を設定するステップとを含む。
【００１７】
また、さらに好ましくは、修正するステップは、検出された相電流に基づいて、演算するステップによる交流制御指令に対する相電流の位相差を検出するステップと、検出した位相差に応じて、３次高調波電圧の予め設定された複数パターンのうちの１つのパターンを選択することによって、３次高調波電圧を設定するステップとを含む。
【発明の効果】
【００１８】
この発明によれば、インバータを用いた交流電動機制御において、効率を低下させることなくインバータのスイッチングによるサージ電圧を抑制することである。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態による交流電動機制御が適用されるモータ駆動システムの構成を示す回路図である。
【図２】図１に示したインバータに適用されるＰＷＭ制御を説明する波形図である。
【図３】リカバリサージを抑制するためのインバータでのスイッチング制御を説明するための波形図である。
【図４】ターンオフサージを抑制するためのインバータでのスイッチング制御を説明するための波形図である。
【図５】本発明の実施の形態による交流電動機制御の構成を説明する機能ブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態による交流電動機制御の処理手順を示すフローチャートである。
【図７】リカバリサージを抑制するための制御処理手順を示すフローチャートである。
【図８】ターンオフサージを抑制するための制御処理手順を示すフローチャートである。
【図９】本発明の実施の形態の変形例による交流電動機制御の変形例を説明するための波形図である。
【図１０】本発明の実施の形態の変形例による交流電動機制御における電圧指令修正値を設定するための処理手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下に図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
【００２１】
図１は、本発明の実施の形態による交流電動機制御が適用されるモータ駆動システムの構成を示す回路図である。
【００２２】
図１を参照して、モータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。
【００２３】
交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。
【００２４】
直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。
【００２５】
直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。
【００２６】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオンオフされる。
【００２７】
コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ１およびＳＧ２によって制御される。
【００２８】
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポ
ーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。
【００２９】
インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８によって制御される。
【００３０】
以下では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７を総括的に「上アーム素子」とも称するとともに、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８を総括的に「下アーム素子」とも称する。
【００３１】
代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００３２】
コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨへ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。
【００３３】
また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオ
ンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。
【００３４】
平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、直流電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００３５】
インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００３６】
さらに、モータ駆動システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧ＶＨを平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３７】
電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる相電流を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分の電流（たとえば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）を検出するように配置してもよい。すなわち、残り１相の電流については演算（たとえば、Ｖ相電流Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ））によって求めてもよい。
【００３８】
このように、各相（３相）に配置された電流センサ２４、あるいは、１相を除く各相（２相）に配置された電流センサ２４と上記演算式とによって、交流電動機Ｍ１のそれぞれの相の電流を検出するための「電流検出器」が構成される。
【００３９】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度および回転加速度を算出できる。
【００４０】
制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動システム１００の動作を制御する。
【００４１】
代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出された直流電圧ＶＨおよび電流センサ２４によって検出されるモータ電流（相電流Ｉｕ，Ｉｗ）、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００４２】
コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、直流電圧ＶＨをフィードバック制御し、直流電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成する。
【００４３】
また、制御装置３０は、交流電動機Ｍ１が回生制動モードで動作するときには、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。さらに、制御装置３０は、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００４４】
インバータ１４には、代表的にはＰＷＭ制御が適用される。図２は、インバータ１４に適用されるＰＷＭ制御を説明する波形図である。
【００４５】
図２を参照して、ＰＷＭ制御では、キャリア信号１６０と、交流制御指令１７０との電圧比較に基づいて、インバータ１４の各相スイッチング素子のオンオフが制御される。たとえば、交流制御指令１７０がキャリア信号１６０よりも高い区間では、当該相の上アーム素子がオンされる一方で、下アーム素子がオフされる。反対に、交流制御指令１７０がキャリア信号１６０よりも低い区間では、当該相の下アーム素子がオンされる一方で、上アーム素子がオンされる。
【００４６】
この結果、インバータ１４からは相電圧として、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル（Ｈレベル）区間と、下アーム素子のオン期間に対応する、ローレベル（Ｌレベル）区間とが集合したパルス幅変調電圧１８０が、疑似正弦波電圧として交流電動機Ｍ１へ印加される。キャリア信号１６０は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成することができる。以下では、三角波を例示する。
【００４７】
このように、インバータ１４では、キャリア信号１６０の周期に対応して、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８がオンオフされる。このオンオフに伴って、当該スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８および逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８によるサージ電圧が発生する。
【００４８】
スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８によるサージ電圧は、相電流をオフする際に、ｄｉ／ｄｔに応じて発生する。したがって、このサージ電圧（以下、「ターンオフサージ」と称する）は、スイッチング素子の通過電流が最大のタイミング、すなわち相電流のピークタイミングでスイッチング素子をオンオフするときに最大となる。
【００４９】
一方、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８によるサージ電圧（以下、「リカバリサージ」とも称する）は、ダイオード電流が零になって逆回復電流が生じているタイミング、すなわち、相電流のゼロクロスタイミング付近でスイッチング素子をオンオフするときに最大となる。
【００５０】
本発明の実施の形態による電動機制御では、以下に説明する図３または図４に従って、ターンオフサージおよびリカバリサージに代表されるスイッチングサージをスイッチング制御によって軽減する。ここで、インバータ１４におけるスイッチングサージとして、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に生じる上記ターンオフサージと、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８に生じる上記リカバリサージとのいずれが大きくなるかについては、モータ駆動システム１００のハード構成や、使用する電流領域によって変化する。
【００５１】
したがって、ハード構成の設計によって、ターンオフサージおよびリカバリサージのいずれが大きいか、言い換えれば、ターンオフサージおよびリカバリサージのいずれをスイッチング制御によって抑制すべきかについては、予め決定することができる。あるいは、ターンオフサージおよびリカバリサージのいずれかを積極的に大きくするように設計した上で、相対的に大きなサージをスイッチング制御によって軽減することもできる。
【００５２】
図３および図４は、リカバリサージおよびターンオフサージをそれぞれ抑制するためのスイッチング制御を説明するための波形図である。図３および図４には、Ｕ相におけるスイッチング制御を例示するが、Ｖ相およびＷ相についても、電気角１２０°ずつの位相差で、同様のスイッチング制御が行なわれる。
【００５３】
図３を参照して、Ｕ相電流Ｉｕは、交流電動機Ｍ１の回転周波数に応じた基本波周波数の交流電流となる。そして、上述のように、逆並列ダイオードＤ３，Ｄ４のリカバリサージは、相電流のゼロクロスタイミングｔｚ１，ｔｚ２の付近で、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンオフするときに最大となる。
【００５４】
したがって、本実施の形態では、リカバリサージを抑制するために、Ｕ相電流の各ゼロクロスタイミングｔｚ（ｔｚ１、ｔｚ２等を包括的に記載するもの）を含む所定の電流位相期間Ｔ１において、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを固定する。すなわち、Ｕ相でのスイッチングが固定される。この結果、電流位相期間Ｔ１では、インバータ出力電圧は、Ｈレベル（上アーム素子オン）またはＬレベル（下アーム素子オン）に固定される。
【００５５】
たとえば、交流制御指令として、基本波周波数の正弦波である本来の電圧指令値Ｖｕ♯に対して電圧指令修正値Ｖｕｈを重畳して、電圧指令値Ｖｕを設定する。そして、この電圧指令値Ｖｕとキャリア信号（電圧Ｖｃｗ）との電圧比較に基づいて、図２に示したように、上アーム素子（スイッチング素子Ｑ３）および下アーム素子（スイッチング素子Ｑ４）のオンオフを制御する。これにより、Ｕ相電流Ｉｕの電流位相期間Ｔ１でのＵ相のスイッチングを固定できる。
【００５６】
電圧指令修正値Ｖｕｈは、基本的には３次高調波、すなわち相電流の３倍の周波数を有するように決定される。このようにすると、電気角６０°ずつで周期的に変化する高調波電圧を発生させることができるので、電気角６０°の位相期間に対応させて、スイッチング素子のオンオフを固定できる。
【００５７】
なお、電流位相期間Ｔ１は、Ｕ相電流Ｉｕのピークタイミングｔｐ（ｔｐ１，ｔｐ２等を包括的に記載するもの）が検出されると、少なくとも交流電動機Ｍ１の回転速度に基づいて、次のゼロクロスタイミングｔｚを推定することによって設定することができる。なお、交流電動機Ｍ１の回転速度に加えて、回転加速度をさらに反映すると、さらに高精度に次のゼロクロスタイミングを推定できる。電流位相期間Ｔ１は、推定したゼロクロスタイミングを含む、所定の位相区間（たとえば、３次高調波の適用時には電気角６０°）に設定される。
【００５８】
図４を参照して、ターンオフサージを抑制する際には、Ｕ相電流Ｉｕのゼロクロスタイミングｔｚ（図４ではｔｚ３）が検出される毎に、次の電流ピークタイミングｔｐ（図４ではｔｐ４）が推定される。電流ピークタイミングについても、ゼロクロスタイミングの推定と同様に、少なくとも交流電動機Ｍ１の回転速度に基づいて、好ましくは、交流電動機Ｍ１の回転速度および回転加速度に基づいて推定できる。
【００５９】
そして、推定されたゼロクロスタイミングを含む電流位相期間Ｔ２において、Ｕ相（スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４）でのスイッチングが固定される。すなわち、電流位相期間Ｔ２では、インバータ出力電圧は、Ｈレベル（上アーム素子オン）またはＬレベル（下アーム素子オン）に固定される。
【００６０】
図４に示されるように、本来の交流制御指令である正弦波状の電圧指令値Ｖｕ♯に重畳する電圧指令修正値Ｖｕｈを調整することによって、上記電流位相期間Ｔ２でのスイッチングを固定することができる。電圧指令修正値Ｖｕｈは、図３と同様に、基本的には３次高調波、すなわち相電流の３倍の周波数を有するように決定される。これにより、電流位相期間Ｔ２を電気角６０°に対応させて設けることができる。
【００６１】
上記のように、三相の交流電動機Ｍ１の制御においては、特定の電流位相期間Ｔ１またはＴ２において、当該相のスイッチングを固定するとともに残りの２相でＰＷＭスイッチングを行なう、いわゆる二相変調を実行する。これにより、相電流のゼロクロスタイミングを含む電流位相期間Ｔ１に二相変調を適用した場合には、リカバリサージを抑制することができる一方で、相電流のピークタイミングを含む電流位相期間Ｔ２に二相変調を適用した場合には、ターンオフサージを抑制することができる。
【００６２】
図５は、本発明の実施の形態による交流電動機制御の構成を説明する機能ブロック図である。特に、図５では、交流電動機制御でのサージ抑制のためのスイッチング制御を適用したパルス幅変調制御の構成が示される。なお、図５に示された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路（ハードウェア）で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０（ＥＣＵ）がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。
【００６３】
図５を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流サンプリング部２０５と、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０と、搬送波制御部２７０と、スイッチング制御部３００とを含む。スイッチング制御部３００は、電流位相検出部３１０と、電圧指令修正部３２０と、加算部３３０とを有する。
【００６４】
電流サンプリング部２０５は、一定周期で発生されるサンプリング指示に応答して電流センサ２４の出力をサンプリングすることによって、Ｕ〜Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを取得する。上述のように、電流センサ２４が配置されていない１相についても、残りの相に配置された電流センサ２４の出力から演算によって求めることができる。
【００６５】
ＰＷＭ制御部２００は、電流サンプリング部２０５によって取得された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いた後述の制御演算に従って、交流電動機Ｍ１を制御するように構成される。
【００６６】
電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。
【００６７】
座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流サンプリング部２０５からの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。
【００６８】
電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。
【００６９】
座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に変換する。これらの基本的な電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯は、インバータ１４から交流電動機Ｍ１へ印加されるべき、基本波周波数の正弦波電圧（交流電圧）を示すものである。電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯は、等振幅で電気角１２０°ずつ位相がずれている。
【００７０】
スイッチング制御部３００は、所定の電流位相（代表的には、リカバリサージおよびターンオフサージの所定の一方を含む）において、当該相のスイッチングを固定するために、図３または図４に示したように、電圧指令生成部２４０からの電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を修正する。
【００７１】
電流位相検出部３１０は、電流サンプリング部２０５によって取得された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推移に基づいて、電流位相を検出する。具体的には、スイッチング制御部３００がリカバリサージを抑制するときには、電流位相検出部３１０は、次のゼロクロスタイミングを推定するために、相電流のピークタイミングを検出する。そして、電流位相検出部３１０は、ピークタイミングを検出すると、図３で説明したように、次のゼロクロスタイミングを推定する。
【００７２】
一方、スイッチング制御部３００がターンオフサージを抑制するときには、電流位相検出部３１０は、次のピークタイミングを推定するために、相電流のゼロクロスタイミングを検出する。そして、電流位相検出部３１０は、ゼロクロスタイミングを検出すると、図３で説明したように、次のピークタイミングを推定する。
【００７３】
電圧指令修正部３２０は、電流位相検出部３１０によって検出された電流位相に従って、各相電流のゼロクロスタイミングおよびピークタイミングの所定の一方を含む電流位相期間で当該相の上アーム素子および下アーム素子のオンオフが固定されるように電圧指令値を修正するための、電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを発生する。上述のように、電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、３次高調波電圧で与えられる。
【００７４】
電圧指令修正部３２０は、図３の電流位相期間Ｔ１または図４の電流位相期間Ｔ２で当該相のスイッチングを固定するように、電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈである３次高調波の波形および／または位相を調整する。なお、３次高調波電圧の波形としては、公知の種々の電圧波形を適用することができる。
【００７５】
加算部３３０は、電圧指令生成部２４０からの電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯と、電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈとを加算することによって、ＰＷＭ変調部２６０へ出力される、最終的な電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。すなわち、Ｖｕ＝Ｖｕ♯＋Ｖｕｈ、Ｖｖ＝Ｖｖ♯＋Ｖｖｈ、および、Ｖｗ＝Ｖｗ♯＋Ｖｗｈである。これにより、図３または図４に示された、高調波電圧（３次高調波）が重畳された電圧指令を得ることができる。
【００７６】
搬送波制御部２７０は、所定のキャリア周波数のキャリア信号（電圧Ｖｃｗ）を発生する。一般的には、キャリア周波数は、可聴周波数帯を考慮して、相対的に電磁騒音が感知され難い周波数に設定される。なお、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、キャリア周波数を変化させてもよい。
【００７７】
ＰＷＭ変調部２６０は、搬送波制御部２７０からのキャリア信号１６０（図２）と、電圧指令修正部３２０によって修正された電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（図２での交流制御指令１７０に相当）との電圧比較に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成する。
【００７８】
スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に従って、インバータ１４の各相上下アーム素子のオンオフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に、図２のパルス幅変調電圧１８０に相当する疑似正弦波電圧が印加される。なお、ＰＷＭ変調におけるキャリア信号１６０の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（直流電圧ＶＨ）に相当する。ただし、各相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅について、Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づく本来の振幅値を直流電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いるキャリア信号１６０の振幅を固定できる。
【００７９】
次に、図６および図７を用いて、図５に示した本発明の実施の形態による交流電動機制御を実現するための制御処理手順を説明する。図６，７に示す制御処理は、所定の制御周期毎に実行される。また、図６，７を始めとする以下に説明するフローチャートの各ステップは、制御装置３０によるソフトウェア処理（格納プログラムのＣＰＵによる実行）あるいはハードウェア処理（専用電子回路の作動）によって実現されるものとする。
【００８０】
図６を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００では、電流センサ２４の出力サンプリングに基づいて、交流電動機Ｍ１の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを取得する。すなわち、ステップＳ１００の処理は、図５の電流サンプリング部２０５の機能に対応する。
【００８１】
制御装置３０は、ステップＳ２００では、取得した相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づき、電流フィードバックによる三相変調のための交流制御指令を演算する。この交流制御指令は、各相に通常のＰＷＭ制御を実行する三相変調のための指令値であり、図５に示した電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に対応する。すなわち、ステップＳ２００による処理は、図５の電流指令生成部２１０、座標変換部２２０，２５０、および電圧指令生成部２４０の機能に対応する。
【００８２】
制御装置３０は、ステップＳ３００では、相電流のゼロクロスタイミングまたはピークタイミングを含む所定の電流位相において、当該相のスイッチングを固定するように電圧指令修正値を設定する。これにより、当該相でのスイッチングが固定される一方で、残りの二相で通常のＰＷＭ制御に従うスイッチングが実行される二相変調が適用されることになる。
【００８３】
このステップＳ３００では、図７に示す処理および、図８に示す処理の所定の一方が実行される。ステップＳ３００は、インバータ１４のリカバリサージがターンオフサージよりも大きいときには、図７の処理を実行するように構成される。
【００８４】
図７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ３１０では、ステップＳ１００で取得された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推移に基づいて、相電流のピークタイミングを検出するための処理を実行する。
【００８５】
そして、制御装置３０は、ステップＳ３１０によって相電流のピークが検出されると（Ｓ３２０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ３３０により、交流電動機Ｍ１の回転速度（あるいは、回転速度および回転加速度）に基づいて、当該相電流の次のゼロクロスタイミングを推定する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ３４０では、推定したゼロクロスタイミングを含む所定の電流位相期間（図３の電流位相期間Ｔ１）で、当該相のスイッチング素子のオンオフを固定するための、電圧指令修正値を算出する。
【００８６】
一方、ステップＳ３１０によって相電流のピークが検出されないとき（Ｓ３２０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３５０により、現在の電圧指令修正値を維持する。すなわち、前回の電流ピーク検出時に算出された電圧指令修正値が維持される。
【００８７】
また、ターンオフサージがリカバリサージよりも大きいときには、ステップＳ３００（図６）は、図８の処理を実行するように構成される。
【００８８】
図８を参照して、制御装置３０は、ステップＳ３１５では、ステップＳ１００で取得された相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推移に基づいて、相電流のゼロクロスタイミングを検出するための処理を実行する。
【００８９】
そして、制御装置３０は、ステップＳ３１５によって相電流のゼロクロスが検出されると（Ｓ３２５のＹＥＳ判定時）、ステップＳ３３５により、交流電動機Ｍ１の回転速度（あるいは、回転速度および回転加速度）に基づいて、当該相電流の次のピークタイミングを推定する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ３４５では、推定したピークタイミングを含む所定の電流位相期間（図３の電流位相期間Ｔ２）で、当該相のスイッチング素子のオンオフを固定するための、電圧指令修正値を算出する。
【００９０】
一方、ステップＳ３１５によって相電流のゼロクロスが検出されないとき（Ｓ３２５のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３５５により、現在の電圧指令修正値を維持する。すなわち、前回の電流ゼロクロス検出時に算出された電圧指令修正値が維持される。
【００９１】
図７および図８に示した処理は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれについて実行してもよく、いずれか１相について制御処理を行うととともに、他の２相については電気角１２０°ずつ位相をずらして適用してもよい。この結果、図７または図８に示す処理を実行するステップＳ３００により、電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが設定される。すなわち、ステップＳ３００による処理は、図５の電流位相検出部３１０および電圧指令修正部３２０の機能に対応する。
【００９２】
再び、図６を参照して、制御装置３０は、ステップＳ３５０により、ステップＳ２００で演算された電圧指令値Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯と、ステップＳ３００で設定された電圧指令修正値Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈとの加算によって、最終的な電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。すなわち、ステップＳ３５０による処理は、図５の加算部３３０の機能に対応する。
【００９３】
さらに、制御装置３０は、ステップ４００により、ステップＳ３５０で算出された電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、キャリア信号との電圧比較を実行する。そして、制御装置３０は、ステップＳ４１０により、ステップＳ４００での電圧比較に従ったパルス幅変調制御により、インバータ１４のスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成する。このスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に基づいて、インバータ１４のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフが制御される。
【００９４】
このように、本発明の実施の形態による交流電動機制御によれば、相電流の特定の位相期間で当該相のスイッチング素子がオンオフされないようにスイッチングを固定するための二相変調を実行することができる。特に、リカバリサージが最大となる電流ゼロクロスタイミングおよび、ターンオフサージが最大となる電流ピークタイミングの所定の一方を含む電流位相区間で、当該相に二相変調を適用することにより、スイッチングサージの最大値を抑制できる。すなわち、ハード設計に依存して決まる、ターンオフサージおよびリカバリサージのうちのサージ電圧が大きい所定の一方を、スイッチング制御によって抑制することができる。
【００９５】
これにより、スイッチング速度を低下させることによって電動機効率を低下させることなく、インバータ１４のスイッチングによって発生するサージ電圧を抑制できる。この結果、スイッチングサージに起因する機器故障を抑制できる他、耐圧設計の緩和による機器のコスト低下や体格小型化が期待できる。
【００９６】
また、電圧指令修正値として３次高調波電圧を用いることにより、３次高調波を各相電圧に重畳しても、交流電動機Ｍ１の線間電圧は変化しないので、トルク制御への悪影響を抑制した上で、スイッチングサージ抑制のためのスイッチング固定（電流位相に応じた二相変調の適用）を実現することができる。また、各相において、二相変調が適用されるに電流位相期間Ｔ１，Ｔ２を、電気角６０°の期間確保できるので、相電流のゼロクロスタイミングまたはピークタイミングの推定誤差が生じた場合にも、スイッチングサージを抑制することができる。
【００９７】
（変形例）
上述のように、本発明の実施の形態による電動機制御では、相電流のゼロクロスタイミングまたはピークタイミングが検出される毎に、次のピークタイミングまたはゼロクロスタイミングの推定および電圧指令修正値の演算を逐次実行する。このため、制御装置３０のＣＰＵ負荷が高くなる虞がある。したがって、図９では、電圧指令修正値の設定におけるＣＰＵ負荷を低減するための制御について説明する。
【００９８】
図９は、本発明の実施の形態の変形例による交流電動機制御の変形例を説明するための波形図である。図９においても、Ｕ相におけるスイッチング制御を例示するが、Ｖ相およびＷ相についても、電気角１２０°ずつの位相差で、同様のスイッチング制御が適用できる。
【００９９】
図９には、正弦波の電圧指令値Ｖｕ♯の３個の異なる所定の位相区間Ｔａ〜Ｔｃにおいて、Ｕ相のスイッチングを固定するための電圧指令値Ｖｕの設定例が示される。
【０１００】
パターン１では、位相区間Ｔａ（電気角３０°〜９０°，２１０°〜２７０°）においてＵ相のスイッチングを固定するための、電圧指令修正値Ｖｕｈ１と、最終的な電圧指令値Ｖｕ（Ｖｕ＝Ｖｕ♯＋Ｖｕｈ１）とが示される。
【０１０１】
同様に、パターン２では位相区間Ｔｂ（電気角６０°〜１２０°，２４０°〜３００°）において、Ｕ相のスイッチングを固定するための、電圧指令修正値Ｖｕｈ２と、最終的な電圧指令値Ｖｕ（Ｖｕ＝Ｖｕ♯＋Ｖｕｈ２）とが示される。また、パターン３では、位相区間Ｔｃ（電気角９０°〜１５０°，２７０°〜３３０°）においてＵ相のスイッチングを固定するための、電圧指令修正値Ｖｕｈ３と、最終的な電圧指令値Ｖｕ（Ｖｕ＝Ｖｕ♯＋Ｖｕｈ３）とが示される。
【０１０２】
予め設定された複数の電圧指令修正値Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３から、いずれか１つを選択することによって、正弦波の電圧指令値Ｖｕ♯の所定の位相区間（電気角６０°区間×２）を選択して、Ｕ相のスイッチングを固定することができる。すなわち、３相変調のための電圧指令値Ｖｕ♯と相電流Ｉｕとの位相差に基づいて、適切な電流位相区間でＵ相のスイッチングを固定するための電圧指令修正値の選択を行うことができる。
【０１０３】
このように、電圧指令修正値Ｖｕの予め設定された複数の候補（パターン）Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３からいずれか１つを選択することによって、電圧指令修正値Ｖｕｈを設定することとすれば、ピークタイミングまたはゼロクロスタイミングの推定および電圧指令修正値の演算を逐次実行する場合と比較して、ＣＰＵ負荷を軽減することができる。
【０１０４】
したがって、本発明の実施の形態の変形例による電動機制御では、図６に示したフローチャートのステップＳ３００の処理を、図７または図８に示す処理から、図１０に示す処理に変更する。なお、図１０に示した処理は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれについて実行してもよく、いずれか１相について制御処理を行うととともに、他の２相については電気角１２０°ずつ位相をずらして適用してもよい。
【０１０５】
図１０を参照して、制御装置３０は、ステップＳ３１７では、ステップＳ１００で取得された相電流の推移に基づいて、相電流のゼロクロスまたはピークを検出するための処理を実行する。ステップＳ３１７による処理は、図７のステップＳ３１０または図８のステップＳ３１５と同様に実行できる。
【０１０６】
制御装置３０は、相電流のピークまたはゼロクロスが検出されたときには（Ｓ３２７のＹＥＳ判定時）、三相変調のための電圧指令値Ｖｕ♯との位相比較により、相電流の位相を演算する。相電流Ｉｕおよび電圧指令値Ｖｕ♯の位相差から、電流ピークタイミングおよび電流ゼロクロスタイミング所定の一方を含む、電圧指令値Ｖｕ♯の位相区間を決めることができる。特に、複数の候補Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３にそれぞれ対応する、電圧指令値Ｖｕ♯の複数の位相区間のいずれを選択すべきかを決定できる。
【０１０７】
したがって、相電流の位相（電圧指令値Ｖｕ♯との位相差）と、電圧指令修正値Ｖｕの複数の候補（パターン）Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３との対応関係は、予めマップ化しておくことができる。
【０１０８】
制御装置３０は、ステップＳ３４７では、ステップＳ３３７により演算された電流位相に基づいて、図９のパターン１〜パターン３のうちの１つを選択するように、複数の電圧指令修正値Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３のうちの１つを選択する。
【０１０９】
ステップＳ３１７によって相電流のピークまたはゼロクロスが検出されないとき（Ｓ３２７のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ３５７により、現在の電圧指令修正値の選択を維持する。すなわち、前回の電流ピークまたは電流ゼロクロス時に選択された電圧指令修正値が維持される。
【０１１０】
そして、ステップＳ３００以外では、図６に示した制御処理が実行されることにより、本発明による実施の形態による電動機制御と同様に、スイッチングサージを抑制することができる。さらに、予め設定された複数個のパターンからの選択によって電圧指令修正値Ｖｕ．Ｖｖ，Ｖｗを設定できるので、制御装置３０でのＣＰＵ負荷の軽減を図ることができる。
【０１１１】
なお、図９には３つのパターンを示したが、異なる位相区間でスイッチングを固定するための電圧指令修正値のパターン数については、任意の複数個とすることができる点について確認的に記載する。
【０１１２】
また、本実施の形態およびその変形例では、交流電動機Ｍ１として三相電動機を例示したが、三相以外の複数相の交流電動機に対しても、本発明による交流電動機制御を適用することができる。この場合、線間電圧に変化が生じない次数の高調波の電圧指令修正値を用いる。たとえば、四相の交流電動機であれば、４次高調波の電圧指令修正値を用いることで、線間電圧を変化させることなく所望のトルクを出力することができる。
【０１１３】
さらに、インバータ１４の各相について、電流位相期間Ｔ１またはＴ２でスイッチングを固定する一方で、その他の位相期間では交流制御指令に従ってスイッチングすることが可能な制御方式であれば、ＰＷＭ変調に限定されることなく本発明を適用することも可能である。
【０１１４】
なお、図１では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（直流電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。すなわち、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。
【０１１５】
また、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。
【０１１６】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
本発明は、インバータを用いた交流電動機制御に適用することができる。
【符号の説明】
【０１１８】
５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動システム、１６０ キャリア信号、１７０ 交流制御指令、１８０ パルス幅変調電圧、２００ 制御部、２０５ 電流サンプリング部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、２７０ 搬送波制御部、３００ スイッチング制御部、３１０ 電流位相検出部、３２０ 電圧指令修正部、３３０ 加算部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｉｂ 直流電流、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ 電流指令値（ｄ軸，ｑ軸）、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ 相電流、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＧ１〜ＳＧ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔ１，Ｔ２ 電流位相期間（二相変調適用）、Ｔａ〜Ｔｃ 位相区間（相電圧指令）、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、ＶＨ，ＶＬ 直流電圧、Ｖｃｗ 電圧（キャリア信号）、Ｖｄ♯ ｄ軸電圧指令値、Ｖｑ♯ ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 電圧指令値（最終値）、Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯ 電圧指令値（修正前）、Ｖｕ 電圧指令値、Ｖｕ 電圧指令修正値、Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈ 電圧指令修正値、Ｖｕｈ１〜Ｖｕｈ３ 電圧指令修正値（候補パターン）、ｔｚ１〜ｔｚ３ ゼロクロスタイミング（相電流）、ｔｐ１〜ｔｐ４ ピークタイミング（相電流）。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数相の交流電動機に供給される交流電力を制御するための、前記複数相にそれぞれ対応した複数のスイッチング素子を有するインバータと、
前記交流電動機の前記複数相のそれぞれの相電流を検出するための電流検出器と、
前記電流検出器によって検出された前記相電流を用いた制御演算に従って、前記複数相のそれぞれの交流制御指令を演算するための制御指令演算部と、
前記複数相のそれぞれについて、前記相電流の所定の電流位相期間において前記インバータの当該相の前記スイッチング素子のオンオフが固定されるように、前記交流制御指令を修正するためのスイッチング制御部と、
前記複数相のそれぞれについて、前記スイッチング制御部によって修正された前記交流制御指令に基づいて前記インバータからの前記交流電力を制御するための変調部とを備える、交流電動機の制御装置。
【請求項２】
前記電流位相期間は、前記相電流の各ピークタイミングおよび各ゼロクロスタイミングの所定の一方を含むように設定される、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
【請求項３】
前記スイッチング制御部は、
前記電流検出器によって検出された前記相電流に基づいて、前記相電流の位相を検出するための電流位相検出部と、
検出された前記位相に基づいて、前記交流制御指令に重畳させる３次高調波電圧を設定するための電圧指令修正部と、
設定された前記３次高調波電圧と、前記制御指令演算部による前記交流制御指令との加算によって、前記変調部へ伝達される前記交流制御指令を生成する加算部とを含む、請求項２記載の交流電動機の制御装置。
【請求項４】
前記変調部は、前記スイッチング制御部により修正された前記交流制御指令と、キャリア信号との電圧比較に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御するように構成され、
前記電流位相検出部は、前記電流検出器の検出値に基づいて、前記相電流の前記ピークタイミングおよび前記ゼロクロスタイミングのうちの前記一方に対する他方のタイミングを検出し、
前記電圧指令修正部は、検出された前記他方のタイミングと、前記交流電動機の回転速度とに少なくとも基づいて、次の前記一方のタイミングを含むように次の前記電流位相区間を設定するとともに、該電流位相期間において、前記変調部へ伝達される前記交流制御指令と前記キャリア信号との間の電圧の高低が固定されるように、前記３次高調波電圧を設定する、請求項３記載の交流電動機の制御装置。
【請求項５】
前記電流位相検出部は、前記電流検出器の検出値に基づいて、前記交流制御指令に対する前記相電流の位相差を検出し、
前記電圧指令修正部は、検出した前記位相差に応じて、前記３次高調波電圧の予め設定された複数パターンのうちの１つのパターンを選択することによって、前記３次高調波電圧を設定する、請求項３記載の交流電動機の制御装置。
【請求項６】
複数相の交流電動機の制御方法であって、
前記交流電動機の前記複数相のそれぞれの相電流を検出するステップと、
検出された前記相電流を用いた制御演算に従って、前記複数相にそれぞれ対応した複数のスイッチング素子を有するインバータから前記交流電動機へ供給される交流電力についての、前記複数相のそれぞれの交流制御指令を演算するステップと、
前記複数相のそれぞれについて、前記相電流の所定の電流位相期間において前記インバータの当該相の前記スイッチング素子のオンオフが固定されるように、前記交流制御指令を修正するステップと、
前記複数相のそれぞれについて、前記修正するステップにより修正された前記交流制御指令に基づいて前記インバータからの前記交流電力を制御するステップとを備える、交流電動機の制御方法。
【請求項７】
前記電流位相期間は、前記相電流の各ピークタイミングおよび各ゼロクロスタイミングの所定の一方を含むように設定される、請求項６記載の交流電動機の制御方法。
【請求項８】
前記制御するステップは、前記修正するステップにより修正された前記交流制御指令と、キャリア信号との電圧比較に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御し、
前記修正するステップは、
検出された前記相電流に基づいて、前記相電流の位相を検出するステップと、
検出された前記位相に基づいて、前記演算するステップによる前記交流制御指令に重畳させる３次高調波電圧を設定するステップと、
設定された前記３次高調波電圧と、前記演算するステップによる前記交流制御指令との加算によって、前記電圧比較に用いる前記交流制御指令を生成するステップとを含む、請求項７記載の交流電動機の制御方法。
【請求項９】
前記修正するステップは、
検出された前記相電流に基づいて、前記相電流のピークタイミングおよびゼロクロスタイミングのうちの前記一方のタイミングに対する他方のタイミングを検出するステップと、
検出された前記他方のタイミングおよび前記交流電動機の回転速度に少なくとも基づいて、次の前記一方のタイミングを推定するステップと、
推定された前記一方のタイミング含むように次の前記電流位相区間を設定するとともに、該電流位相期間において、前記前記電圧比較に用いる前記交流制御指令と前記キャリア信号との間の電圧の高低が固定されるように、前記３次高調波電圧を設定するステップとを含む、請求項８記載の交流電動機の制御方法。
【請求項１０】
前記修正するステップは、
検出された前記相電流に基づいて、前記演算するステップによる前記交流制御指令に対する前記相電流の位相差を検出するステップと、
検出した前記位相差に応じて、前記３次高調波電圧の予め設定された複数パターンのうちの１つのパターンを選択することによって、前記３次高調波電圧を設定するステップとを含む、請求項８記載の交流電動機の制御方法。
【請求項１】
複数相の交流電動機に供給される交流電力を制御するための、前記複数相にそれぞれ対応した複数のスイッチング素子を有するインバータと、
前記交流電動機の前記複数相のそれぞれの相電流を検出するための電流検出器と、
前記電流検出器によって検出された前記相電流を用いた制御演算に従って、前記複数相のそれぞれの交流制御指令を演算するための制御指令演算部と、
前記複数相のそれぞれについて、前記相電流の所定の電流位相期間において前記インバータの当該相の前記スイッチング素子のオンオフが固定されるように、前記交流制御指令を修正するためのスイッチング制御部と、
前記複数相のそれぞれについて、前記スイッチング制御部によって修正された前記交流制御指令に基づいて前記インバータからの前記交流電力を制御するための変調部とを備える、交流電動機の制御装置。
【請求項２】
前記電流位相期間は、前記相電流の各ピークタイミングおよび各ゼロクロスタイミングの所定の一方を含むように設定される、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
【請求項３】
前記スイッチング制御部は、
前記電流検出器によって検出された前記相電流に基づいて、前記相電流の位相を検出するための電流位相検出部と、
検出された前記位相に基づいて、前記交流制御指令に重畳させる３次高調波電圧を設定するための電圧指令修正部と、
設定された前記３次高調波電圧と、前記制御指令演算部による前記交流制御指令との加算によって、前記変調部へ伝達される前記交流制御指令を生成する加算部とを含む、請求項２記載の交流電動機の制御装置。
【請求項４】
前記変調部は、前記スイッチング制御部により修正された前記交流制御指令と、キャリア信号との電圧比較に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御するように構成され、
前記電流位相検出部は、前記電流検出器の検出値に基づいて、前記相電流の前記ピークタイミングおよび前記ゼロクロスタイミングのうちの前記一方に対する他方のタイミングを検出し、
前記電圧指令修正部は、検出された前記他方のタイミングと、前記交流電動機の回転速度とに少なくとも基づいて、次の前記一方のタイミングを含むように次の前記電流位相区間を設定するとともに、該電流位相期間において、前記変調部へ伝達される前記交流制御指令と前記キャリア信号との間の電圧の高低が固定されるように、前記３次高調波電圧を設定する、請求項３記載の交流電動機の制御装置。
【請求項５】
前記電流位相検出部は、前記電流検出器の検出値に基づいて、前記交流制御指令に対する前記相電流の位相差を検出し、
前記電圧指令修正部は、検出した前記位相差に応じて、前記３次高調波電圧の予め設定された複数パターンのうちの１つのパターンを選択することによって、前記３次高調波電圧を設定する、請求項３記載の交流電動機の制御装置。
【請求項６】
複数相の交流電動機の制御方法であって、
前記交流電動機の前記複数相のそれぞれの相電流を検出するステップと、
検出された前記相電流を用いた制御演算に従って、前記複数相にそれぞれ対応した複数のスイッチング素子を有するインバータから前記交流電動機へ供給される交流電力についての、前記複数相のそれぞれの交流制御指令を演算するステップと、
前記複数相のそれぞれについて、前記相電流の所定の電流位相期間において前記インバータの当該相の前記スイッチング素子のオンオフが固定されるように、前記交流制御指令を修正するステップと、
前記複数相のそれぞれについて、前記修正するステップにより修正された前記交流制御指令に基づいて前記インバータからの前記交流電力を制御するステップとを備える、交流電動機の制御方法。
【請求項７】
前記電流位相期間は、前記相電流の各ピークタイミングおよび各ゼロクロスタイミングの所定の一方を含むように設定される、請求項６記載の交流電動機の制御方法。
【請求項８】
前記制御するステップは、前記修正するステップにより修正された前記交流制御指令と、キャリア信号との電圧比較に基づいて、前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御し、
前記修正するステップは、
検出された前記相電流に基づいて、前記相電流の位相を検出するステップと、
検出された前記位相に基づいて、前記演算するステップによる前記交流制御指令に重畳させる３次高調波電圧を設定するステップと、
設定された前記３次高調波電圧と、前記演算するステップによる前記交流制御指令との加算によって、前記電圧比較に用いる前記交流制御指令を生成するステップとを含む、請求項７記載の交流電動機の制御方法。
【請求項９】
前記修正するステップは、
検出された前記相電流に基づいて、前記相電流のピークタイミングおよびゼロクロスタイミングのうちの前記一方のタイミングに対する他方のタイミングを検出するステップと、
検出された前記他方のタイミングおよび前記交流電動機の回転速度に少なくとも基づいて、次の前記一方のタイミングを推定するステップと、
推定された前記一方のタイミング含むように次の前記電流位相区間を設定するとともに、該電流位相期間において、前記前記電圧比較に用いる前記交流制御指令と前記キャリア信号との間の電圧の高低が固定されるように、前記３次高調波電圧を設定するステップとを含む、請求項８記載の交流電動機の制御方法。
【請求項１０】
前記修正するステップは、
検出された前記相電流に基づいて、前記演算するステップによる前記交流制御指令に対する前記相電流の位相差を検出するステップと、
検出した前記位相差に応じて、前記３次高調波電圧の予め設定された複数パターンのうちの１つのパターンを選択することによって、前記３次高調波電圧を設定するステップとを含む、請求項８記載の交流電動機の制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１２−２３８８５（Ｐ２０１２−２３８８５Ａ）
【公開日】平成２４年２月２日（２０１２．２．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１６０６０３（Ｐ２０１０−１６０６０３）
【出願日】平成２２年７月１５日（２０１０．７．１５）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【出願人】（０００１００７６８）アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 (3,717)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年２月２日（２０１２．２．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年７月１５日（２０１０．７．１５）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【出願人】（０００１００７６８）アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 (3,717)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]